PCB设计100问

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不断跟新，每天学几点....
! O* z* m; R8 Y1 t1 w; C7 D, P" C4 ~& H
9 V* p0 t! L. x  T( c# i2 S
  G. t1 O* _  A2 Y+ b) @  S& V1、如何选择PCB 板材？
选择PCB 板材必须在满足设计需求和可量产性及成本中间取得平衡点。设计需求包含电气
- N: ]# B+ s* v8 ^9 S和机构这两部分。通常在设计非常高速的PCB 板子(大于GHz 的频率)时这材质问题会比较
重要。例如，现在常用的FR-4 材质，在几个GHz 的频率时的介质损(dielectric loss)会对信
% m6 @7 v' M$ O! G& Q/ j号衰减有很大的影响，可能就不合用。就电气而言，要注意介电常数(dielectric constant)和介
, X+ c3 M, \7 P! M% t- L2 ?; O, D6 ?质损在所设计的频率是否合用。

2、如何避免高频干扰？
避免高频干扰的基本思路是尽量降低高频信号电磁场的干扰，也就是所谓的串扰(Crosstalk)。
9 i/ s4 m1 y  |7 T6 E可用拉大高速信号和模拟信号之间的距离，或加ground guard/shunt traces 在模拟信号旁边。
还要注意数字地对模拟地的噪声干扰。
& R  C, l6 s7 C
" j) ^4 \8 Q- Q' X% _3、在高速设计中，如何解决信号的完整性问题？
信号完整性基本上是阻抗匹配的问题。而影响阻抗匹配的因素有信号源的架构和输出阻抗
(output impedance)，走线的特性阻抗，负载端的特性，走线的拓朴(topology)架构等。解决的
1 p3 p# h" X4 N3 a; n方式是靠端接(termination)与调整走线的拓朴。

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第十二更

42、为何要铺铜？
一般铺铜有几个方面原因。
１，EMC.对于大面积的地或电源铺铜，会起到屏蔽作用，有些特殊地，如PGND 起到防护
0 s6 Z5 _2 J$ c7 W9 l作用。
: ?& t; I& i% F& d' K２，PCB 工艺要求。一般为了保证电镀效果，或者层压不变形，对于布线较少的PCB 板层
4 `; ]! G+ N9 B2 U  Y& n" C3 P铺铜。
" ?, S. B3 Y& R! M３，信号完整性要求，给高频数字信号一个完整的回流路径，并减少直流网络的布线。当然
; }+ e- ^' O/ Y5 h6 `还有散热，特殊器件安装要求铺铜等等原因。

  _3 D, g  z/ L, j. M43、在一个系统中，包含了dsp 和pld，请问布线时要注意哪些问题呢？
看你的信号速率和布线长度的比值。如果信号在传输线上的时延和信号变化沿时间可比的
话，就要考虑信号完整性问题。另外对于多个DSP，时钟，数据信号走线拓普也会影响信
0 G* k2 N4 n& d% e! g号质量和时序，需要关注。

44、除protel 工具布线外，还有其他好的工具吗？
; {4 q& O& E. B% w5 \至于工具，除了PROTEL，还有很多布线工具，如MENTOR 的WG2000,EN2000 系列和
powerpcb，Cadence 的allegro，zuken 的cadstar,cr5000 等，各有所长。
0 z+ C8 Q% o0 {0 l: q
45、什么是“信号回流路径”？
$ @: E* h& ]& x4 V9 v/ p! H信号回流路径,即return current。高速数字信号在传输时，信号的流向是从驱动器沿PCB 传
7 {1 k! ~% R2 t输线到负载，再由负载沿着地或电源通过最短路径返回驱动器端。这个在地或电源上的返回
$ u7 m) v2 z  A3 @, N# b信号就称信号回流路径。Dr.Johson 在他的书中解释，高频信号传输，实际上是对传输线与
直流层之间包夹的介质电容充电的过程。SI 分析的就是这个围场的电磁特性，以及他们之
间的耦合。
0 r. U4 |9 t7 i5 X4 R# }% k
46、如何对接插件进行SI 分析？
在IBIS3.2 规范中，有关于接插件模型的描述。一般使用EBD 模型。如果是特殊板，如背
/ c# f1 c1 B$ h6 M板，需要SPICE 模型。也可以使用多板仿真软件（HYPERLYNX 或IS_multiboard），建立多
板系统时，输入接插件的分布参数，一般从接插件手册中得到。当然这种方式会不够精确，
1 K) Z" V+ {7 L/ I) F+ }( c- y4 e但只要在可接受范围内即可。

& Z5 z' E2 [0 W1 R6 Z# d  S: g47、请问端接的方式有哪些？
8 i( ~- I0 y% G& K: \' n端接（terminal）,也称匹配。一般按照匹配位置分有源端匹配和终端匹配。其中源端匹配一
* U/ ?6 J* f8 p7 a- y1 l般为电阻串联匹配，终端匹配一般为并联匹配，方式比较多，有电阻上拉，电阻下拉，戴维
南匹配，AC 匹配，肖特基二极管匹配。

. I5 J9 E& X/ c7 H* U& g48、采用端接（匹配）的方式是由什么因素决定的？
3 b# ]2 x# L9 ]+ p匹配采用方式一般由BUFFER 特性，拓普情况，电平种类和判决方式来决定，也要考虑信
  y) s1 z. S6 \3 X号占空比，系统功耗等。

15861162122

怎么没了呢  我还想下载下来呢

风刃

楼主总结的很好！！！

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第二更
8 s; s. s( J# R$ d' W4 G
/ y4 i( q, h1 p4、差分布线方式是如何实现的？
7 v' L# f1 c# |* w8 |& t8 C+ d* [差分对的布线有两点要注意，一是两条线的长度要尽量一样长，另一是两线的间距(此间距
! r. T, r* z2 h0 p由差分阻抗决定)要一直保持不变，也就是要保持平行。平行的方式有两种，一为两条线走
! P7 ?5 @) H) ~! w在同一走线层(side-by-side)，一为两条线走在上下相邻两层(over-under)。一般以前者
side-by-side 实现的方式较多。

5、对于只有一个输出端的时钟信号线，如何实现差分布线？
3 g  j4 N$ I" @" s+ d/ Z要用差分布线一定是信号源和接收端也都是差分信号才有意义。所以对只有一个输出端的时
钟信号是无法使用差分布线的。
0 L8 [% f& D6 g* b, ~& x
6、接收端差分线对之间可否加一匹配电阻？
. b  c- O& t$ d! u+ J/ X( G* H1 o$ [接收端差分线对间的匹配电阻通常会加, 其值应等于差分阻抗的值。这样信号品质会好些。
3 L& O+ X" h) z6 W/ G6 Z
+ U) Q1 I  ]  m8 E8 N7、为何差分对的布线要靠近且平行？
. b/ G. p' f1 `7 q! B5 n对差分对的布线方式应该要适当的靠近且平行。所谓适当的靠近是因为这间距会影响到差分阻抗
8 Z) m. \  l( _( s(differential impedance)的值, 此值是设计差分对的重要参数。需要平行也是因为要保持差分阻抗的一致
性。若两线忽远忽近, 差分阻抗就会不一致, 就会影响信号完整性(signal integrity)及时间延迟(timing
; O. y/ H; A/ J' u) u8 l7 {delay)。

chensc

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第三更

# D' N+ K% M4 N, a8、如何处理实际布线中的一些理论冲突的问题
1. 基本上, 将模/数地分割隔离是对的。 要注意的是信号走线尽量不要跨过有分割的地方
(moat), 还有不要让电源和信号的回流电流路径(returning current path)变太大。
. [8 Y1 f2 f2 _2. 晶振是模拟的正反馈振荡电路, 要有稳定的振荡信号, 必须满足loop gain 与phase 的规范,
# O; t0 H/ U- A9 M) K而这模拟信号的振荡规范很容易受到干扰, 即使加ground guard traces 可能也无法完全隔离
7 H  |$ g$ D; ~0 n' Y2 o8 [; }: R6 g* i干扰。 而且离的太远, 地平面上的噪声也会影响正反馈振荡电路。 所以, 一定要将晶振和
芯片的距离进可能靠近。
3 ^3 K' G: u4 t3. 确实高速布线与EMI 的要求有很多冲突。 但基本原则是因EMI 所加的电阻电容或ferrite
bead, 不能造成信号的一些电气特性不符合规范。 所以, 最好先用安排走线和PCB 叠层的
7 v; y1 l6 C0 Y# X- A; o0 N6 \: P技巧来解决或减少EMI 的问题, 如高速信号走内层。 最后才用电阻电容或ferrite bead 的方
式, 以降低对信号的伤害。

  b, z+ P$ f! S9、如何解决高速信号的手工布线和自动布线之间的矛盾？
现在较强的布线软件的自动布线器大部分都有设定约束条件来控制绕线方式及过孔数目。
各家EDA 公司的绕线引擎能力和约束条件的设定项目有时相差甚远。 例如, 是否有足够的
0 m* ~4 ~- W, W  j% L6 ]' D# G4 J: m约束条件控制蛇行线(serpentine)蜿蜒的方式, 能否控制差分对的走线间距等。 这会影响到自
2 B- s( W2 N5 \) \! A4 I动布线出来的走线方式是否能符合设计者的想法。 另外, 手动调整布线的难易也与绕线引
/ A% G; x* R7 ?5 Q! L擎的能力有绝对的关系。 例如, 走线的推挤能力, 过孔的推挤能力, 甚至走线对敷铜的推挤
能力等等。 所以, 选择一个绕线引擎能力强的布线器, 才是解决之道。
: m; T# Y" ~% W1 B9 j0 p

& s/ D/ V) Y1 h  o: U1 w# B10、关于test coupon。
test coupon 是用来以TDR (Time Domain Reflectometer) 测量所生产的PCB 板的特性阻抗是
# Q6 B# V: a  m. K* p- [6 W否满足设计需求。 一般要控制的阻抗有单根线和差分对两种情况。 所以， test coupon 上
的走线线宽和线距(有差分对时)要与所要控制的线一样。 最重要的是测量时接地点的位置。
, B& M: U; I1 |3 K# N! K, y为了减少接地引线(ground lead)的电感值， TDR 探棒(probe)接地的地方通常非常接近量信
2 |6 c, c7 I: q9 E, y( o2 d: |号的地方(probe tip)， 所以， test coupon 上量测信号的点跟接地点的距离和方式要符合所
用的探棒。

843184339

每天学习一点点，日积月累，加油

yz_emily

精品贴子，谢谢分享！

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第四更

2 ~1 P4 {7 }* A% z0 H11、在高速PCB 设计中，信号层的空白区域可以敷铜，而多个信号层的敷铜在接地和接电
源上应如何分配？
一般在空白区域的敷铜绝大部分情况是接地。 只是在高速信号线旁敷铜时要注意敷铜与信
! Z6 W0 `; |6 ?; h% Z, w号线的距离， 因为所敷的铜会降低一点走线的特性阻抗。 也要注意不要影响到它层的特性
阻抗， 例如在dual stripline 的结构时。
8 G0 z" d6 R% B( y5 \
# L7 P( j$ _& c* ~# D8 b/ g12、是否可以把电源平面上面的信号线使用微带线模型计算特性阻抗？电源和地平面之间的
, `9 |2 _1 I$ J& {& `$ }' _信号是否可以使用带状线模型计算？
" Z$ K( L/ d" Z, W+ L是的， 在计算特性阻抗时电源平面跟地平面都必须视为参考平面。 例如四层板: 顶层-电
源层-地层-底层， 这时顶层走线特性阻抗的模型是以电源平面为参考平面的微带线模型。
: w9 c2 P8 @. C2 X+ u13、在高密度印制板上通过软件自动产生测试点一般情况下能满足大批量生产的测试要求
吗？
% a( Z- A8 E' i% [
一般软件自动产生测试点是否满足测试需求必须看对加测试点的规范是否符合测试机具的
( q  S$ o3 ^' K4 R3 f; ?要求。另外，如果走线太密且加测试点的规范比较严，则有可能没办法自动对每段线都加上
# w4 I1 c) W2 F# O' W测试点，当然，需要手动补齐所要测试的地方。

) t/ b% ~! e( q! M14、添加测试点会不会影响高速信号的质量？
至于会不会影响信号质量就要看加测试点的方式和信号到底多快而定。基本上外加的测试点
3 O& P9 M4 \; W; K) R(不用线上既有的穿孔(via or DIP pin)当测试点)可能加在线上或是从线上拉一小段线出来。前
& i3 o: P( v& U6 V8 T3 u' z者相当于是加上一个很小的电容在线上，后者则是多了一段分支。这两个情况都会对高速信
号多多少少会有点影响，影响的程度就跟信号的频率速度和信号缘变化率(edge rate)有关。
3 d0 I  m7 _  [! N* }; c' I影响大小可透过仿真得知。原则上测试点越小越好(当然还要满足测试机具的要求)分支越短
: O1 C6 I1 }2 z6 w* j$ c0 G越好。

晨曦123

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第五更

9 n; H$ k5 A2 w2 U8 n: V* i; w( ~" J15、若干PCB 组成系统，各板之间的地线应如何连接？
各个PCB 板子相互连接之间的信号或电源在动作时，例如A 板子有电源或信号送到B 板子，
一定会有等量的电流从地层流回到A 板子 (此为Kirchoff current law)。这地层上的电流会找
阻抗最小的地方流回去。所以，在各个不管是电源或信号相互连接的接口处，分配给地层的
管脚数不能太少，以降低阻抗，这样可以降低地层上的噪声。另外，也可以分析整个电流环
路，尤其是电流较大的部分，调整地层或地线的接法，来控制电流的走法(例如，在某处制
/ U& w) S9 X( {' l7 p5 X; |9 K7 e4 f4 V造低阻抗，让大部分的电流从这个地方走)，降低对其它较敏感信号的影响。
# Q6 @2 B9 x5 c1 n
7 Q  y6 r2 b/ F1 g16、能介绍一些国外关于高速PCB 设计的技术书籍和资料吗？
现在高速数字电路的应用有通信网路和计算机等相关领域。在通信网路方面，PCB 板的工
% I2 ~; ~( f$ O1 m2 u作频率已达GHz 上下，迭层数就我所知有到40 层之多。计算机相关应用也因为芯片的进步，
无论是一般的PC 或服务器(Server)，板子上的最高工作频率也已经达到400MHz (如Rambus)
) F/ s% z  C9 h+ L3 r以上。因应这高速高密度走线需求，盲埋孔(blind/buried vias)、mircrovias 及build-up 制程工
9 Z. G1 U3 S" H6 _" K艺的需求也渐渐越来越多。 这些设计需求都有厂商可大量生产。
以下提供几本不错的技术书籍：
) V9 P; f8 e0 l) ]9 B4 Y$ A* M6 _1.Howard W. Johnson，“High-Speed Digital Design – A Handbook of Black Magic”；
6 {/ A, a! b. @2.Stephen H. Hall，“High-Speed Digital System Design”；
4 [* r! m: V: V' K8 u. |3.Brian Yang，“Digital Signal Integrity”；
( y. _% M) c- @& }3 [: `  }1 Z4.Dooglas Brook，“Integrity Issues and printed Circuit Board Design”

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第六更
: |* d# b' x1 x7 r+ {
17、两个常被参考的特性阻抗公式：
$ D2 t  ?4 O/ Ra.微带线(microstrip)
Z={87/[sqrt(Er+1.41)]}ln[5.98H/(0.8W+T)] 其中，W 为线宽，T 为走线的铜皮厚度，H 为走
9 r2 i+ b! ^, r' b线到参考平面的距离，Er 是PCB 板材质的介电常数(dielectric constant)。此公式必须在
0.1<(W/H)<2.0 及1<(Er)<15 的情况才能应用。
- \& |9 t) r& ~2 Vb.带状线(stripline)
' ?+ u1 }2 s, R: {1 |) v" `2 W8 f+ r: KZ=[60/sqrt(Er)]ln{4H/[0.67π(T+0.8W)]} 其中，H 为两参考平面的距离，并且走线位于两参考
平面的中间。此公式必须在W/H<0.35 及T/H<0.25 的情况才能应用。
5 m5 ^% w) |# ^6 |2 i. ^
& m- v6 E) c* k" K; g: |7 ?9 b$ e18、差分信号线中间可否加地线？
0 q) J5 I( ~9 I; @2 u) H8 F; A7 l5 p差分信号中间一般是不能加地线。因为差分信号的应用原理最重要的一点便是利用差分信号
间相互耦合(coupling)所带来的好处，如flux cancellation，抗噪声(noise immunity)能力等。若
在中间加地线，便会破坏耦合效应。

19、刚柔板设计是否需要专用设计软件与规范？国内何处可以承接该类电路板加工？
可以用一般设计PCB 的软件来设计柔性电路板(Flexible Printed Circuit)。一样用Gerber 格式
给FPC 厂商生产。由于制造的工艺和一般PCB 不同，各个厂商会依据他们的制造能力会对
最小线宽、最小线距、最小孔径(via)有其限制。除此之外，可在柔性电路板的转折处铺些铜
皮加以补强。至于生产的厂商可上网“FPC”当关键词查询应该可以找到。

davidlong98

版主给力

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第七更

, m$ z2 c# c1 B2 r$ w# |8 O+ q  ?20、适当选择PCB 与外壳接地的点的原则是什么？
3 a- v( t7 `& k& z; q3 c$ n2 q" ^, u选择PCB 与外壳接地点选择的原则是利用chassis ground 提供低阻抗的路径给回流电流
(returning current)及控制此回流电流的路径。例如，通常在高频器件或时钟产生器附近可以
借固定用的螺丝将PCB 的地层与chassis ground 做连接，以尽量缩小整个电流回路面积，也
就减少电磁辐射。
' z3 b+ w) a) R, x% F6 ?6 e
21、电路板DEBUG 应从那几个方面着手？
6 d( o6 ?1 n$ c" R1 }' A! I就数字电路而言，首先先依序确定三件事情：
1. 确认所有电源值的大小均达到设计所需。有些多重电源的系统可能会要求某些电源之间
" F; ^3 i$ R) Y: {9 J) _- g, |" }起来的顺序与快慢有某种规范。
2. 确认所有时钟信号频率都工作正常且信号边缘上没有非单调(non-monotonic)的问题。
0 [6 F+ j0 Z) B9 m5 c* i$ E+ |3. 确认 reset 信号是否达到规范要求。
这些都正常的话，芯片应该要发出第一个周期(cycle)的信号。接下来依照系统运作原理与bus
protocol 来debug。
- U1 f  b. ^% a( v4 O
* _4 U$ H" ]" ^$ @/ E22、在电路板尺寸固定的情况下，如果设计中需要容纳更多的功能，就往往需要提高PCB
的走线密度，但是这样有可能导致走线的相互干扰增强，同时走线过细也使阻抗无法降低，
8 X' {3 R4 X! m) E: V请专家介绍在高速（>100MHz）高密度PCB 设计中的技巧?
& V( {* v* I& J" t+ d2 Y在设计高速高密度PCB 时，串扰(crosstalk interference)确实是要特别注意的，因为它对时序
(timing)与信号完整性(signal integrity)有很大的影响。以下提供几个注意的地方：
1.控制走线特性阻抗的连续与匹配。
: K0 o) `7 U$ P( }6 Y2.走线间距的大小。一般常看到的间距为两倍线宽。可以透过仿真来知道走线间距对时序及
6 z/ y; w' b0 i, A6 B信号完整性的影响，找出可容忍的最小间距。不同芯片信号的结果可能不同。
( C7 S9 m9 B9 S+ t3.选择适当的端接方式。
, i7 ~1 ^) F2 J5 K1 a6 M4.避免上下相邻两层的走线方向相同，甚至有走线正好上下重迭在一起，因为这种串扰比同
层相邻走线的情形还大。
5.利用盲埋孔(blind/buried via)来增加走线面积。但是PCB 板的制作成本会增加。
4 Y: V. L# z, `/ d' n( R在实际执行时确实很难达到完全平行与等长，不过还是要尽量做到。除此以外，可以预留差
1 W6 X3 x! E& O1 j分端接和共模端接，以缓和对时序与信号完整性的影响。

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第八更
0 R9 V; Y- `* Z! D! a8 A
! H1 Z( s8 W& w# U) x4 [4 p8 o7 D23、模拟电源处的滤波经常是用LC 电路。但是为什么有时LC 比RC 滤波效果差？
LC 与RC 滤波效果的比较必须考虑所要滤掉的频带与电感值的选择是否恰当。 因为电感的
6 \! w3 q5 g4 M. g感抗(reactance)大小与电感值和频率有关。如果电源的噪声频率较低，而电感值又不够大，
* H% `, c; H9 ?/ l' Q# s这时滤波效果可能不如RC。但是，使用RC 滤波要付出的代价是电阻本身会耗能，效率较
差，且要注意所选电阻能承受的功率。

2 ^, N6 d1 z$ B4 s' q; \24、滤波时选用电感，电容值的方法是什么？
电感值的选用除了考虑所想滤掉的噪声频率外，还要考虑瞬时电流的反应能力。如果LC 的
7 G: F8 r2 `+ D1 M% _  `# G% X输出端会有机会需要瞬间输出大电流，则电感值太大会阻碍此大电流流经此电感的速度，增
0 F9 _) W. _  }/ p% \& _加纹波噪声(ripple noise)。
电容值则和所能容忍的纹波噪声规范值的大小有关。纹波噪声值要求越小，电容值会较大。
* d# j7 L0 {% H/ ^, b而电容的ESR/ESL 也会有影响。
另外，如果这LC 是放在开关式电源(switching regulation power)的输出端时，还要注意此LC
! k: {; `; d! v- T/ q所产生的极点零点(pole/zero)对负反馈控制(negative feedback control)回路稳定度的影响。

25、如何尽可能的达到EMC 要求，又不致造成太大的成本压力？
& h7 s( z- J$ W8 {6 tPCB 板上会因EMC 而增加的成本通常是因增加地层数目以增强屏蔽效应及增加了ferrite
' _% U  p0 P* I' j% ~3 N8 fbead、choke 等抑制高频谐波器件的缘故。除此之外，通常还是需搭配其它机构上的屏蔽结
4 l/ P) K; v2 h; w7 T  `; }. C5 Q构才能使整个系统通过EMC 的要求。以下仅就PCB 板的设计技巧提供几个降低电路产生
的电磁辐射效应。
1、尽可能选用信号斜率(slew rate)较慢的器件，以降低信号所产生的高频成分。 2、注意高
6 L; V* g) V+ M& s8 G# i: i$ D频器件摆放的位置，不要太靠近对外的连接器。
4 W# Z1 I, g# V3、注意高速信号的阻抗匹配，走线层及其回流电流路径(return current path)， 以减少高频
: K, T6 C: G7 ], b- s的反射与辐射。
4、在各器件的电源管脚放置足够与适当的去耦合电容以缓和电源层和地层上的噪声。特别
( b! \. F0 q3 u. [! h# d注意电容的频率响应与温度的特性是否符合设计所需。
6 g* ]+ g$ E& N8 Q: A, Z5、对外的连接器附近的地可与地层做适当分割，并将连接器的地就近接到chassis ground。
6、可适当运用ground guard/shunt traces 在一些特别高速的信号旁。但要注意guard/shunt
traces 对走线特性阻抗的影响。
7、电源层比地层内缩20H，H 为电源层与地层之间的距离。

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第九更

& r5 h; i9 y$ ^0 X  y26、当一块PCB 板中有多个数/模功能块时，常规做法是要将数/模地分开，原因何在？
5 b) I  u6 ^, g% ]" j将数/模地分开的原因是因为数字电路在高低电位切换时会在电源和地产生噪声，噪声的大
8 J" Q2 D9 A/ a0 J$ F小跟信号的速度及电流大小有关。如果地平面上不分割且由数字区域电路所产生的噪声较大
而模拟区域的电路又非常接近，则即使数模信号不交叉， 模拟的信号依然会被地噪声干扰。
& m9 a$ I6 m6 S  A. W也就是说数模地不分割的方式只能在模拟电路区域距产生大噪声的数字电路区域较远时使
' m+ P: m8 B' t' n2 B- V用。
0 o; E/ _6 D+ R1 Z
. d, @1 B6 ~" f5 I, C: ?% M27、另一种作法是在确保数/模分开布局，且数/模信号走线相互不交叉的情况下，整个PCB
3 Y9 p, G7 {1 O板地不做分割，数/模地都连到这个地平面上。道理何在？
数模信号走线不能交叉的要求是因为速度稍快的数字信号其返回电流路径(return current
* }& z5 E; p; P; G/ H2 Y, Dpath)会尽量沿着走线的下方附近的地流回数字信号的源头，若数模信号走线交叉，则返回
电流所产生的噪声便会出现在模拟电路区域内。
* y+ F# t5 _/ _4 `2 n; K
28、在高速PCB 设计原理图设计时，如何考虑阻抗匹配问题？
在设计高速PCB 电路时，阻抗匹配是设计的要素之一。而阻抗值跟走线方式有绝对的关系，
; z' o, I, P1 B/ x1 }/ P9 Y! j& [例如是走在表面层(microstrip)或内层(stripline/double stripline)，与参考层(电源层或地层)的距
离，走线宽度，PCB 材质等均会影响走线的特性阻抗值。也就是说要在布线后才能确定阻
抗值。一般仿真软件会因线路模型或所使用的数学算法的限制而无法考虑到一些阻抗不连续
* [% Y. {& o6 |$ I2 q的布线情况，这时候在原理图上只能预留一些terminators(端接)，如串联电阻等，来缓和走
/ x1 y- G: s. ]& @0 J2 d8 z线阻抗不连续的效应。真正根本解决问题的方法还是布线时尽量注意避免阻抗不连续的发
# X. d, V  D; h# N, d/ t生。
4 f2 h4 u. [, G
( O* V# b! U' \* E+ d29、哪里能提供比较准确的IBIS 模型库？
IBIS 模型的准确性直接影响到仿真的结果。基本上IBIS 可看成是实际芯片I/O buffer 等效电
路的电气特性资料，一般可由SPICE 模型转换而得 (亦可采用测量， 但限制较多)，而SPICE
) p1 S% ~0 s* n& F$ ^9 j的资料与芯片制造有绝对的关系，所以同样一个器件不同芯片厂商提供，其SPICE 的资料
8 t9 E7 P2 n$ O: O8 N是不同的，进而转换后的IBIS 模型内之资料也会随之而异。也就是说，如果用了A 厂商的
: a0 b1 c, X+ r5 S/ p8 O1 y器件，只有他们有能力提供他们器件准确模型资料，因为没有其它人会比他们更清楚他们的
器件是由何种工艺做出来的。如果厂商所提供的IBIS 不准确， 只能不断要求该厂商改进才
2 d, t) E* O6 ?* m7 _是根本解决之道。

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