微带阵列天线设计与仿真

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       当前多方向天线阵列是针对远距离组网通信而设计，天线增益较高而垂直主瓣宽度仅为6°，在有些实际部署场合中，节点部署距离较近，同时节点之间存在较大的高度差 ，这使得较窄的垂直主瓣宽度无法较好地实施覆盖，需要针对这种应用场合进行天线优化设计，增大垂直主瓣宽度，提高覆盖性能。
　　设计了一种垂直主瓣宽度可达30°的微带阵列天线，可以有效地支持空时分复用无线Mesh 网络，实现节点覆盖垂直空间范围的大幅提升。
9 F! D9 y& x6 v. r0 Q8 w% r$ m　　1 基本理论
　　微带偶极子天线单元的结构是一个带有巴仑馈电结构的微带偶极子。印刷偶极子和平衡馈电器复合结构使其精确分析变得十分困难。为了分析其性能，把二者分成微带偶极子辐射臂和平衡馈电两部分处理。辐射臂可以等效为一个对称振子，单元平衡馈电部分可用同轴电路来等效。微带偶极子辐射臂，可利用等效半径的概念，等效为半径为De，长度为2Le的对称振子。
1 Q9 t9 o& ^; G9 `& ^, u: G　　中心馈电的带状振子的等效半径为：
# x8 Y" Q. l3 G$ E　　De = 0.25（ D + t） ，
, C1 i. q6 x) ^3 v& d$ t　　式中，D 为带状振子的宽度，t 为带线厚度。
/ b- K) v$ e9 {8 y* t　　振子辐射臂长度2L，考虑到带状振子2 个端头效应，振子的长度应当修正。修正量为振子宽度的1 /4，即：
　　2Le = 2L + D/4，
　　式中，2L 为振子实际几何长度。求出辐射臂的等效半径和等效长度后，可以利用海伦方程的矩量法解求出振子的电流分布，输入阻抗和辐射方向图。
. Y2 \3 s1 c% ~) W$ s1 I3 B　　对于巴仑馈电结构，由传输线理论，有：
# u* q! [* C! H$ p7 w　　

! \. W# t8 v# G/ _　　式中，Za是将Zin变换为50 Ω 的1 /4 阻抗变换器的特性阻抗; Zb是开路枝节的特性阻抗; Zab是振子两臂之间开缝处的等效共面波导的特性阻抗θa 、θb和θab，分别为对应微带线的电长度。在最初的设计中，一般设θa = θb = θab = 90° 。
　　lb的长度近似等于1 /4 工作波长，开路端口经过1 /4 波长的阻抗变换可以等效为短路端口，与另一面的偶极子天线产生耦合以达到馈电的目的。
　　2 微带阵列天线设计
+ @4 I% h) a6 o6 n  J$ `　　为解决单元带宽不够的问题，可以将振子臂加宽，即增大D。这是一种常用的增加偶极子带宽的方法，因为在这种情形下可以近似认为偶极子有多条谐振路径。
4 t# \  n$ ~9 ]　　为了对宽带偶极子进行相应的宽带激励，引入超宽带Vivaldi 天线中常用的馈电结构。开路线采用了扇形终端，巴仑处的缝隙也加宽，其单元带宽可达1 GHz 以上。
　　由于开路线的终端是扇形的，则Zb和θb不再是点频的函数，其带宽变宽。同时，缝隙变宽后，Zab和θab也不再是点频的函数，带宽也将增加。因此，根据Zin的表达式可知，其带宽也将变宽。
: w$ C0 q) f+ O, \/ i% T　　在设计和调整微带偶极子的过程中，主要工作是独立地设计其中心频率和带宽。带宽由振子的宽度决定，而中心频率由振子长度决定：
　　

　　式中，分母的2 倍来源于半 波振子，有效介电常数应小于介质基板的相对介电常数。
. F2 t! E; d+ R; u1 V　　欲尽量提高微带巴仑的带宽，应该仔细调整扇形开路终端的半径Ｒo 、缝隙的长度Ls和缝隙的宽度Ws 。经反复调整后，得到一组尺寸。此尺寸一经确定，不适宜再做更改。特别是在组阵时，天线单元的尺寸中唯有振子长度可以变化以调整工作频带，巴仑的参数不应变化。
　　反射面结构如图1 所示。反射面的设计需要考虑以下因素： 扇区的数目决定了弯折角度，斜边长度Lslo影响着垂直面波束宽度，阵列半径决定了垂直段长度Lvt 。
　　

　　图1 反射面
* F8 g; |, r  _" I! v" z/ K　　由于多方向天线阵列包括8 个扇区，因此每个天线单元的2 个反射板的斜边延长线的夹角应该是360° /8 = 45° ，则斜边和反射板垂直边的夹角为112． 5° 。斜边长度Lslo是通过阵列仿真确定的。
　　天线的垂直面方向图性能指标主要通过阵列设计来实现，通过调整单元个数与单元间距来满足指标要求。为了实现高增益的目的，需要增加单元数目，但同时波瓣宽度变窄并且天线架设的难度增大。当单元数N = 5 时，垂直面方向图半功率波瓣宽度过窄，因此选择单元数目N = 4。随着单元间距的增大，方向图副瓣增多，并且波瓣宽度变窄，因此，单元间距选择0． 5 λ ～ 0． 6 λ 较为合适。
# X; J7 ?4 G* e* v/ J$ u. X　　方向性与单元间距的关系可以通过有效口径来体现，因为方向性D 和有效口径Ae满足以下关系：
　　D = 4π（Ae/λ2）
: Q8 W& j# h# J8 Q/ V　　由于设计目标是垂直面波束为30° 的阵列，因此方向性D 应取比较小才对。由上式可知，有效口径Ae也应取小。必须在一定数量的单元前提下研究如何减小有效口径。然而，随着单元个数的增加，有效口径会随之增大。可见，有效口径和增益存在一定的矛盾。为解决此问题，可以采用的手段有：
. J. y1 @. E- b% x, F1 m" ?# C　　① 尽量减少单元间距，从物理角度缩短有效口径;② 对称地降低阵列两侧单元的激励幅度，使阵列的幅度呈现某种最优分布，从而从电的角度缩短有效口径; ③ 对称地改变阵列单元的激励相位，从电的角度缩短有效口径; ④ 保持原有的4 个阵列单元不变，在两侧对称地增加寄生单元，调节其加载电抗，使得寄生单元的相位与有源单元反向，从电的角度缩短有效口径。
　　单元数目主要从增益的角度出发考虑。一个偶极子理论上的增益大约是2． 1 dB，水平面的45°波束可以提供360 /45 = 8 = 9 dB 的增益，垂直面的2个单元可以提供3 dB 增益，加起来一共是14． 1 dB。但是以上估算都是基于阵列间距为半波长，单元等幅同相激励的假设。实际的阵列要通过缩短有效口径的方法来扩展垂直面波束，因此增益无法达到以上估算值。再考虑到一些其他的损耗，最终增益可能低于10 dB。综合考虑，最好取4 个单元。
　　为了提高垂直面波束宽度，减小方向性，阵列间距应尽可能小。但是由于偶极子本身的长度，间距不可能无限制地减小，并且如果单元之间距离很近，互耦也会对阵列的带宽造成恶化。考虑到介质基板对偶极子长度的缩短作用，阵列间距取0． 4 λ ～ 0． 5λ 比较好。
　　根据天线阵列理论，幅度分布中均匀分布的增益是最高的，道尔夫－ 切比雪夫分布是波束宽度与旁瓣电平综合考虑的最优分布，二项分布是旁瓣最小的分布。其中，二项分布的分布变化最剧烈，其波束宽度也最宽。由此可见，应该适当减小边缘分布的幅度。此外，相位分布可以通过简单地改变馈线的长度来改变激励的相位。但无论是改变幅度还是改变相位，都要考虑到增益的下降。
  D( b2 I4 B; Q2 E  s; l( E7 P　　设计的微带阵列天线如图2 所示。
　　

　　图2 微带阵列天线
　　3 仿真与测量
& D  V( d: a6 S. w　　采用HFSS 仿真平台对微带阵列天线进行仿真分析，驻波比仿真结果如图3 所示，各频段下的天线增益和主瓣宽度如表1 所示。
　　

　　图3 驻波比仿真结果
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　　为了验证天线性能，制作了天线样机并进行了驻波比、天线增益和主瓣宽度等性能指标的测试，样机实物如图4 所示，各频段下的天线增益和主瓣宽度如表2 所示。
　　

　　图4 天线样机
　　

　　从仿真和实测结果可以看到，设计的微带阵列天线增益均超过11 dB，水平面主瓣宽度超过45°，特别是垂直面主瓣宽度均超过30°，满足设计要求，在保持较高增益的同时，大幅扩展了垂直空间的覆盖范围。
& H! C( o1 e- S; P9 B5 {　　4 结束语
% N/ L. B. ]9 n9 c) Z, O　　为了提高多方向天线阵列对于通信距离较近、节点之间高程差较大的环境下的覆盖性能，对多方向天线阵列的组成单元——微带阵列天线进行了优化设计，提出了一种支持空时分复用无线Mesh 网络的微带阵列天线方案，其垂直主瓣宽度可达30°，增益超过11 dB。性能仿真和实测结果表明，优化后的微带阵列天线设计可以使基于多方向天线阵列的无线Mesh 网络节点覆盖垂直空间范围大幅提升。
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仿真过程讲解的很详细

li205212021

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