一种适用于锂电池的电流监测电路设计

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一种适用于锂电池的电流监测电路设计

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9 O0 O% M6 z. P2 h( @" k* @     提出了一种适用于锂电池的电流监测电路，通过在锂电池供电环路引入灵敏电阻对电流进行采样，并使用时钟控制开关电容运算放大器和高速比较器，实现从模拟信号到数字信号的转换。在处理器中进行精确电流量的运算，能对过流、短路电流进行保护，也能用于精确计算电池阻抗、电量等相关参数。电路基于0.18 m CMOS工艺，电源电压为2.5 V.对所设计电路进行了仿真验证。结果表明，该电路在- 40℃~+125℃应用环境温度范围内能够实现对电流的采样和编码功能，并且能对充放电动作进行判断。
　　锂电池作为新型清洁、可再生的二次能源，需精确监测其电流、电压及温度等参数，并做好相应的保护电路。对于手持设备而言，更需要追求高精度、低功耗，从而降低对锂电池的“过度”使用，延长使用寿命。
　　本文设计的电路在锂电池供电环路中引入灵敏电阻对电流进行监测，给系统提供充放电提示，同时可用于电量计算以及保护控制。
　　本文将详细阐述电流监测系统原理以及内部电路结构，并给出H-spice仿真结果及相关结论。
　　1 本文所设计的电流监测电路
+ W. }1 O& i% D$ e/ Z! _3 r( c) ?　　模/数转换器（ADC）由采样、量化和编码构成。本文设计的锂电池电流监测系统框图如图1所示。其中，电容和AMP放大器组成开关电容采样电路，C0MP高速比较器对数据进行量化，处理器对电路进行数字逻辑控制及编码。偏置电路提供AMP放大器自启动支路并产生Vbe1和Vbe4。时钟模块控制系统开关，包括LII、LI2、LI5、LI6、LI38。处理器输出数字信号Logic Control改变量化电容。

　　图1 锂电池电流监测系统框图

　　1.1 开关电容采样电路
　　如图2所示，通过V+和V-间的灵敏电阻进行采样；.Vbe1和Vbe4是由BE结产生的电压基准；C3容值用n（2的倍数）表示（C为单位电容值，C1=C2=1C，C3=C4=nC，C5=8C）；时钟控制为高时开关导通，为低时开关断开。采样电路的5个状态如图3所示。
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　　（1）LIl、LI2、LI38、LI5、LI6=10101，VA=Vbe1， VB=Vbe1，VC1=0，VC2=Vbe1 - Vbe4 ，VC3=Vbe1 - V+，VC4=Vbe1 - V-，VC5=0，VOUT为：
　　VOUT = VB = Vbe1 （1）
! S( s5 C, }0 Q  X' \　　（2）LI1、LI2、LI38、LI5、LI6=10001，开关切换后状态2保持状态1，则VOUT = Vbe1。
! D/ T; q: u- E+ I3 v　　（3）LI1、LI2、LI38、LI5、LI=00000，开关全断开，保持上一状态， VOUT = Vbe1。
　　（4）LI1、LI2、LI38、LI5、LI6=01010，V+、 V-切换，Vbe1、Vbe4也切换。根据C1、C3电荷守恒定律得：
　　
- J3 d# [! {9 g8 A9 n+ g0 ~) m　　由运放特性可知VB =VA 。已知 VA、VB 可以得到VC1 = VA - Vbe4， VC2 = VB - Vbe1， VC3 = VA - V-， VC4 = VB - V+， VC5 = VB - VOUT， 依据C2、 、C5电荷守恒定律得：
　　
　　其中， V- - V+的正负由互不交叠时钟LI1、LI2控制，当LI1在状态l为高时， V- - V+取正； 当LI1在状态1为低时，V- - V+取负。每隔一定周期控制LI1、LI2切换，V+、V-的接法可用于实时监测电池充放电状态。根据式（3）和图1可知，VOUT与Vbe1通过比较器比较将产生△V 的差值，这时改变采样并联电容n的值可调节△V ，起到量化作用。
　　（5）LI1、LI2、LI38、LI5、LI6=00000，所有开关断开， oUr保持上一状态。
2 t2 B4 J& `- ?  W! e　　1.2 AMP放大器电路
　　AMP放大器电路如图4所示，主要包括：（1）自偏置电路，由MPI3~MPI9、QPI1和 QPI4组成；（2）两级运放，包括MPI26、MPI27组成的全差分放大器、MNI25共源放大器和MNI24、CIl5组成的米勒补偿。其中，LI12与LI17为差分输入；LI26为复位信号；H模块为数字上电电路；Vbe1与Vbe4为基准输出；LI22为运算输出端。

　　图4 AMP放大器电路图

　　自偏置电路有使能信号，若工作异常可直接关断电路。当LI26为低时，MPI9关断，MPI5和MPI6导通，电路正常工作，MPI4、MPI6和MPI8构成启动支路，则：
　　VCC≥2 VMPgs +Vbe （4）
, c, M  [* I4 F! U6 z' k　　其中，VMPgs是PMOS的Vth，Vbe是二极管开启电压。只要VCC满足式（4），电路就能正常启动。但在设计中需考虑衬偏效应对阈值的影响，VCC比计算值略高。QPI1和QPI4发射极面积比为 1:4，由此可得Vbe1与Vbe4差值为VTln4。当LI26为高时，MPI9导通，MPI5和MPI6关断，电路被关断。
! _3 q+ J6 v% P: X& g　　AMP放大器带有米勒补偿，交流小信号等效电路图如图5所示。其中，gm1、gm2 分别为第一级和第二级跨导。增益表示为：
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　　图5 AMP放大器交流小信号等效图

　　其中，Rout1、Rout2分别为第一级和第二级的输出电阻，且Rout1是Rds_MPI27、Rds_MNI26的并联，Rout2是Rds_MPI11、Rds_MNI25的并联，C1为等效负载电容。为了使系统稳定，需对整个环路的零极点进行分析：
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　　其中，CI15为米勒电容，C1为VOUT1.节点等效电容，Rz为MNI24等效电阻（即调零电阻）。由式（9）可知，调节Rz和CI15可实现系统稳定。
$ z* O. Z! q! P" a  A5 ]　　1.3 COMP高速比较器电路
　　如图6所示， 电路由MN1~MN6和MP1~MP4组成。IN1与IN2为输入端；OUT1与OUT2为输出端；LG99由数字时钟控制，实现复位功能。
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　　图6 COMP高速比较器电路

　　电路采用正反馈技术，速度得到大大提高。当LG99为低时，MP3、MP4导通，MN5、MN6关断电路，OUT1、OUT2抬高，后端触发器处于保持状态。而LG99为高时，MP3、MP4关断，MN5、MN6导通。此时若IN1大于IN2，则V 减小，使OUT1减小；OUT1作用于MP2与MN2，使OUT2被抬高；而OUT2作用于MP1与MN1，使OUT1被拉低，形成正反馈。反之亦然，只要IN1与IN2之间存在压差都会在输出上快速响应。
9 u+ t. ]8 m- y: C4 H& x6 I　　2 仿真结果与分析
6 Y2 w  P% u8 ]1 _7 e6 u　　本文采用0.18μm CMOS工艺，使用H-spice对数字时钟、AMP运算放大器、偏置电路和高速比较器进行了仿真验证。
　　图7为AMP放大器交流小信号仿真数据，其中复位信号LI26为低，在LI12上加入AC=1的交流小信号。对-40℃ 、25 ℃、125 ℃ 3种温度进行AC扫描，可知：（1）当增益降为O时，相位裕度仍保持90度以上；（2）在不同温度下，增益与相位裕度受影响不大，系统处于稳定态。
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　　图7 不同温度下放大器增益与相位裕度曲线

　　图8为COMP高速比较器静态工作点仿真数据，其中LG99为复位信号，IN1为1.200 V，对IN2在1.200 V~1.210 V范围进行瞬态扫描。若IN1=IN2，则输出应高于数字触发电平，以保证时序的正确性。仿真后可知：（1）电路存在失调电压，IN2增加时，有少量输出与数字逻辑不符；（2）输入相等时，输出静态工作点为1.5 V，能保证后端触发器保持；（3）输入差值不大于5 mV就能很快将输出置高或置低。

　　图8 高速比较器静态工作点仿真曲线

　　图9为采样电路整仿数据，SRP、SRN为锂电池电流采样端，典型差值范围为-125 mV~125 mV;LI22是运放输出。输入差值从125mV变化到5mV再跳变到-125mV，采样端电压变化所对应的输出会依据信号的大小进行量化，且通过输出的高低来判断工作在充电还是放电状态。但切换开关瞬间可能产生时钟馈通效应，该电路增大了运放输入端的寄生电容，有效减小了频繁切换开关对输出的影响。
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　　图9 采样电路整仿曲线

　　采样电路整体仿真并不完整，当SRP与SRN的差值实时变化时，采样电路跟随变化的能力如图10所示。固定SRN 的电压为0V，在SRP上加入正弦波信号进行扫描，从图中可知放大器输出会跟随SRP的变化而变化，采样的分辨率能够达到要求。
　　本文设计了一种适用于锂电池的电流监测电路，能精确监测电流及充放电状态。这些信息可用于控制保护电路的启动，且能用于精确计算电池阻抗、电量等参数。电路添加了使能控制，当工作异常时可关断电路。并且通过偏置的设置可调节MPI3、MPI4、 MPI7、MPI8管（如图4所示）的宽长比，从而获得更低功耗，提高电池使用寿命。

　　图10 采样电路跟随功能仿真曲线

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Liberallh21

太详细了，谢谢