本帖最后由 criterion 于 2016-1-14 14:34 编辑
6 K1 o" ]& I4 O5 Y8 \/ I ?: C2 a% D ^# d3 z
$ e# ~4 J! O# D4 H一、 RF布局
2 _1 U- S/ t: ?! w" w+ Q1、发射电路（TX）与接收电路（RX）隔离开来。
" V. c2 a- j9 m/ B' k, G* B2 G( s& }- i9 v0 ?4 b; w. w
这主要是避免Tx干扰Rx 不过因为PCB板子空间有限 如果是TDD系统 亦即分时多任务 Tx跟Rx是不会同时运作的 那么Tx跟Rx可以靠近一点没关系
. w! V' t: f: L/ ~9 ?. o g$ p: i" M# h: m" F! W9 t+ _% i
9 l% w% o& y- R, K2、发射端匹配电路靠近主芯片一端，接收端匹配电路靠近LAN端或FEM一端。
0 _% U$ ^6 r! `* q
& B4 [. Y4 Z/ [
假设整个BlockDiagram如下 :
% s. F# F1 V+ o% ]+ @0 A- l8 A0 }5 R9 w
Tx Matching要靠近FEM,Rx Matching要靠近Transceiver 而且要靠近阻抗不连续之处放
5 D. }8 b1 M9 ~) E5 L# ]+ n# m B9 a- e4 k
% X% X1 A0 l1 s- A g9 |; C% D- ?" }8 f6 O! D/ u* B/ E
原因是转弯处会因阻抗不连续(不论圆弧转弯或45度转弯) 导致阻抗偏移 所以你要靠Matching再把阻抗调回来 简单讲 要越靠近Load端放置
, m% D& W7 {! b n, {- E. }6 p' |但这是在走线不是很长的情况下 如果走线很长 那匹配电路 不可放中间
' \' A" c. H ]$ }- b
9 ~' w' S7 B$ B/ v4 [7 Q
% v7 n& H, _6 i$ _* K# J0 o! H1 y9 l5 n/ n _- ^' f
; o$ a7 N: n! ]1 d4 n1 L
原因是因为 走线一长 阻抗就容易偏掉 走越长偏越多 所以Long Trace1偏掉的阻抗 Matching不见得调的回来 再者 就算Long Trace1没有使阻抗偏离50奥姆太远 但可能会因为其寄生电感(走线造成) 跟寄生电容(走线跟两旁GND, 以及下方GND造成) 以至于Matching调不太动 怎么调都很难回到50奥姆 , W+ z! S9 E, h& z+ ?$ \
就算Matching有把阻抗调回来50奥姆 但最后又会因为Long Trace2 使得最后进入FEM的阻抗又偏离50奥姆 那Matching不是白搞??
. q- ~2 o: q3 L# ]8 g
1 r8 E' d- K+ S. }8 A: N `1 q$ t8 R1 o3 i1 O1 C5 O9 J5 q+ m
所以走线长的话 要放两组匹配
, c* v. H( ~% f+ g2 S4 H3 m: V+ l
# @& v( Q$ f$ H6 _( A- y8 x* t- {* G6 J% M% E
7 ^2 C3 u! s5 d& m
一开始出来就要先放一组Matching 1 确保Transceiver输出调到50奥姆 而Long Trace导致的阻抗偏离 最后再靠Matching 2调回来 当然 如上述 Long Trace导致的阻抗偏离 以及其寄生电感电容 Matching 2不见得能调回来 但能救多少是多少 如果嫌两组pi型组件太多 至少也要两个L型 当然 走线最好还是不要太长
" @5 k9 w6 U0 [) s+ r9 a- O4 W. G4 V! d, U3 s( G5 Q1 {) F4 o
6、滤波器输入，输出隔离原则：如果射频信号线不得不从滤波器的输入端绕回输出端，那么，这可能会严重损害滤波器的带通特性。 ' ^! e$ J3 O2 b; m7 S1 G
以SAW Filter为例 输入与输出的电感组件，不宜平行摆放过近， ! M* @( l F, ?" L: {7 N5 f2 H
, y1 L) E/ t9 k- ?3 M5 k/ M
+ }$ ]7 u5 G( ]: ^5 X; C* K# {
否则会因互感而影响Out-of-band噪声的抑制能力， 若真的因为Layout空间限制，不得已需靠近，至少要正交摆放，才能使互感量降到最低。 ; b* x+ q3 x; O8 [* V% @6 {
2 `0 |- A4 ~- B/ W* o! A; ~
m% t! m+ E0 }
再者 SAW Filter目的是砍Outband Noise 亦即Input讯号 是含有Outband Noise的 如果走线过近 那么input走在线的Outband Noise 会耦合到Output走线 那就失去SAW Filter的用处了
1 x; H6 l3 z- g: A; L
6 i0 q4 h8 k" h& {; T' X$ E( `8 F5 R. x! T9 G9 E
1 N9 ]/ D6 u: N
另外 在铺铜时 其GND Pad要跟表层GND隔开 切记不可共地
c& o- ^3 v) m/ |- U0 Z I9 s. Q; b- ?* P4 a0 |
& f0 K5 }) ?; u; i; ]: K- i3 h不然其Outband Noise 会透过共地 去干扰到输出讯号 亦即砍Outband Noise的效果 会大打折扣 - f6 s, T2 ^6 T9 M
8 O0 J% {, A F' T5 \
3 q' K1 R$ r9 n* ?9 b
另外 输入跟输出的落地组件 不管电感电容 也不可共地 因为Outband Noise会透过共地 窜到输出讯号 亦即砍Outband Noise的效果 会大打折扣
" t# `) ]6 e8 R) ^
$ y* u6 ~1 f- c5 Z' ?( T+ p2 _3 ^8 s
二、 RF布线2
. ]. ~8 m* s9 w, H/ ?1、将RF线布置在表层上，阻抗控制50 Ohm。将RF路径上的过孔尺寸减到最小。
# W% H. u7 |! e
' _& g# l/ W, ?1 h
* k% v4 A. q5 G, ]6 V& c
% T9 g% Y) }$ d! W寄生电容公式如下 : # o; U1 ^ {7 s4 I% J
7 i' [0 D0 A* n% g& v/ N
. G, Z2 X8 @# h; D; \
/ \) ]6 A+ K8 Z4 M% ]' x# UD1是Pad半径，D2是Anti-pad半径。影响寄生电容的主要参数为Pad半径。 若将所有变量固定，只探讨D1与Cvia的关系，可得出下面曲线 :
7 h3 \' u4 ~; C# | x
1 F* B- R3 H1 I' q7 C( V
* N! V; D9 ^9 X; v* J由上图可知，Pad半径越大，其寄生电容越严重。
6 x; t' y5 y3 e+ _$ C ^而寄生电感，其公式如下 :
2 S1 B* Z! {9 W- f# s' z; V0 [3 I$ p: \4 j0 y
- F6 s% T% }/ R& Y
h是Via长度，由上式我们发现寄生电感也与Pad半径有关， 半径越小，其寄生电感越大，但影响不大。影响寄生电感的主要参数为Via长度，h越大，其寄生电感越严重。 2 I) l5 O' U3 v- @5 z& i% p7 r/ d
所以由以上可知 Pad半径越小 可有效减少寄生电容 而寄生电感只有极轻微地增加一点点 这是过孔尺寸减小的好处 $ [9 O2 ` L/ h: |5 k2 v3 y$ n
0 I9 ~" j' @' y8 `
9 Q, O3 }, y' p& R但是 过孔尺寸减小 也意味着你这走线在换层时 线宽会变细 这会使得Insertion Loss变大 这是过孔尺寸减小的坏处
3 S3 p) o/ G/ R( c- x
) M5 }& a3 G& F+ h4 ^4 Q2 S. X9 _+ V- q/ ~
对RF讯号而言 一般对于过孔尺寸 并无太严格的要求 若真要两害相权取一轻 那宁可过孔尺寸大些 因为寄生效应导致的阻抗偏移 可以靠匹配调回来 但Insertion Loss变大 这怎么调都调不回来 早在PCB洗出来时就注定了
9 E9 Q) |! n3 |. j- b6 w3 B( c" Q3 r3 w$ u" ?0 I4 f
- U7 q* E# ~ Z3 J6 P$ v$ }: G3 k( @0 \1 Z* M" {( j1 C3 t
& o" z, b$ a3 A+ ~$ X
2、射频信号线拐角走弧线。 ! y6 {2 q' L+ [* Z" }3 q
" K( O* f+ v: V3 ]& k
凡转弯是一定会阻抗不连续 弧线是可以把该损害降到最低 不过其实对RF走线 也并无太过严苛的要求 一般45度就可以了
$ S4 J9 s( t9 D, z- P
( D" n+ r& s8 p; W1 r4 h3、所有电源先经过滤波电容再到管脚，每个滤波电容都要有接地过孔。
- s* R5 M) M2 z* u% E+ y8 Z A' `! [
这是为了把Noise导到GND 确保流入管脚的电源是干净的
! W1 D. A: y8 A8 H2 i" u但是要注意 摆放位置一定要极靠近管脚 否则外来Noise 会直接窜入管脚
: o* K& B4 E; G3 j/ Y还有 该落地电容 必须独立的GND 直接打Via连到Main GND 不可跟表层共地
2 h/ U7 ]; J1 R# `* j% ~- @5 v
" `8 }! Z" ]) d' I1 u5 R, | W9 }1 V, |# a
5 I1 `4 S5 U& m4 m' x/ c两个用意 一个是怕Noise透过共地 去污染其他电源走线或IC 另一个用意是 如果共地 这样会使得Noise的Return Path拉长 亦即其Loop area加大 那么EMI辐射干扰也会变大 8 e& P+ }% s* D" b+ U' i
) F! R @9 r. _. \% S" L! r6 @6 s9 o1 F0 m0 ?7 _/ ?7 }
6、敏感信号线，功率检测信号（TSSI）包地处理。 ; e6 R" Y9 O& S- P( l2 a( X' s
0 j2 P. g) t4 g8 {3 r$ T! C0 g6 W
以RF组件来讲 一般会特别包地的有
. z/ ~, v9 ~7 B& f1 i. P5 w, k# m1. RF讯号走线(包含TSSI, PDET, FBRX, CPL走线) 2. 控制讯号走线 3. I/Q讯号走线 4. XTAL讯号走线
; ?" O$ t( S. t, n/ o7 a' d, |) b9 f& U8 A
& N. i5 H+ m2 Q/ j; A2 a f _' q
( ^$ Y* x* u4 | w% R# Q7、控制线尽快走内层，防止走表层时能量向外辐射。 ( y& Q9 s2 H6 B: h
, }! j6 ?% |7 ?4 c/ G. I, B走表层时 尤其不可走板边 由下图可知，不管是表层走线，或内层走线，其电场本来就会往外辐射， 因此内层走线除了可获得良好的屏蔽效果外，同时也会因上下两层的GND吸附其往外辐射的电场，使其辐射干扰大大降低。 而表层走线则是一部分的辐射电场，会被其下层的GND吸附，另一部分则直接辐射出去，故产生的辐射干扰会比内层走线大。 5 V4 i* ]; N! G/ @1 r
8 A1 ^# B( @) q9 @
6 m% p0 Q- `, @6 M0 S) n
而倘若表层走线，直接走在PCB边缘，会因下层GND吸附的电场极其有限， 导致其电场几乎都辐射向外，以至于产生的辐射干扰大为增加， 该现象称之为EDGE Effect，或称为Fringing Effect，如下图: & N; {: v: G7 ~/ E( I. C3 V1 O
8 t+ _! f, f" h) Z9 D8 O9 h: }2 Y, \% j5 P# Z
! E' A% j4 ?8 c0 F4 E所以 如果是Tx/高速数字讯号/电源走线 走板边会产生辐射干扰 * d. S" p# f0 x; s
因此走线与PCB边缘的距离，至少需为20倍的板厚，该法则称之为20H Rule。
: u: S( j0 Y w4 X0 P1 _ t. p8 j) v$ D! D9 Y- f
" m+ |5 J! I+ C+ o
/ C% w0 J0 {2 B$ E7 x
. {$ Q% C& b. {; c+ v1 B若采用20H Rule，可抑制将近70%的辐射电场。 0 Q. g- A; Y$ h8 x: Y c" l1 H
Y& b& O5 u. M' H, t; x# M/ l3 L7 Q3 B% `
8、多路PA供电采用星型网络拓扑结构，独立的引线在引脚之间提供了空间上的隔离，
% I6 X' P/ q8 ?7 X有利于减小它们之间的耦合。另外，每条引线还具有一定的寄生电感，它有助于滤除电源线上的高频噪声。
8 e3 x6 \0 n0 C0 A6 f( J: D* u" D c星状走线 最重要是分支点位置 5 Z! B7 d( X* i! g @
9 d/ _9 r. r. ~2 t) ]* R
- B( k. V1 g+ i
: Q/ K; ^3 _, B$ `. N; \" _$ p0 \4 o) \ P U! g
道不同 一开始就要不相为谋 不要最后一刻才来分道扬镳 如果一开始就分支 就算Pin1有Noise 也不会流到Pin2跟Pin3 而且分支点到Pin的引线 刚好可以利用其寄生电感 充当RF Choke
0 I( j7 }% f( {! A, C9 u
9 v9 B) b: _7 K, A3 O% ^' K, @9 a4 d4 y/ l4 K% y7 X8 |5 X' G; P
: L0 n: w X% u6 t
| 
[复制链接]
/1 
发表于 2015-6-26 15:33
收藏
淘帖
支持！
反对！
发表于 2016-1-14 14:26
楼主