正激转换器磁芯复位技术的原理

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, z1 t( b. a* K" \2 E" x, C单开关（或称单晶体管）正激转换器是一种最基本类型的基于变压器的隔离降压转换器，广泛用于需要大降压比的应用。这种转换器的优点包括只需单颗接地参考晶体管，及非脉冲输出电流减小输出电容的均方根纹波电流含量等。但这种转换器的功率能力小于半桥或全桥拓扑结构，且变压器需要磁芯复位，使这种转换器的最大占空比限制在约50%。此外，金属氧化物半导体场效应管（MOSFET）开关的漏电压变化达输入电压的两倍或更多，使这种拓扑结构较难于用在较高输入电压的应用。
  正激转换器中，变压器的磁芯单方向磁化，在每个开关周期都需要采用相应的措施来使磁芯复位到初始值，否则励磁电流会在每个开关周期增大，经历几个周期后会使磁芯饱和，损坏开关器件。相对而言，如果有磁芯复位，电流就不会在每个开关周期增大，电压会基于励磁电感（Lmag）反相并使磁芯复位。图1以单开关正激转换器为例，简要对比了无磁芯复位与有磁芯复位的电路图及励磁电感电流波形。
  有3种常见的标准磁芯复位技术，分别是三次绕组，电阻、电容、二极管（RCD）钳位和双开关正激。三次绕组磁芯复位技术的电路示意图参见图1b），这种技术能够提供大于50%的占空比，但开关Q1的峰值电压可能大于输入电压的2倍，而且变压器有三次绕组，使变压器结构更复杂。RCD钳位磁芯复位技术也能使占空比大于50%，但需要写等式和仿真，以检验复位的正确性，让设计过程更复杂。RCD钳位技术的成本比三次绕组技术低，但由于复位电路中的钳位电阻消耗能量，影响了电源转换效率。

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  图1：正激转换器不带磁芯复位与带磁芯复位之对比。

0 a# k. \& `0 J. @! ]7 k8 _  与前两种磁芯复位技术相比，双开关正激更易于实现，而且开关Q1上的峰值电压等于输入电压，降低了开关所承受的电压应力。这种技术需要额外的MOSFET （Q2）和高端驱动器，且需要2个高压低功率二极管（D3和D4），参见图2。双开关正激技术的每个开关周期包含3步：第1步，开关Q1、Q2及二极管D1导通，二极管D2、D3及D4关闭；第2步，开关Q1、Q2及二极管D1关闭，而二极管D2、D3及D4导通；第3步，开关Q1、Q2及二极管D1仍然关闭，二极管D2仍然导通，而二极管D3及D4则关闭。
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! r5 t) m( a$ Z) p' t) N

  

  图2：双开关正激转换器电路原理图。

  当然，采用这种技术后，转换器就成了双开关正激转换器，它不同于单开关正激转换器，不需要特殊的复位电路就可以保证可靠的变压器磁芯复位，可靠性高，适合更高功率等级。
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7 `+ o( ~: @+ k$ \& z; [' a  NCP1252双开关正激转换器演示板规格概览
7 F! ^. e5 B3 j( D& H
  NCP1252是安森美半导体新推出的一款改进型双开关正激转换器，适合于计算机ATX电源、交流适配器、UC38XX替代及其它任何要求低待机能耗的应用，相关能效测试结果将在后文提及。这器件也是一种固定频率控制器，带跳周期模式，能够提供真正的空载工作。此外，NCP1252具有可调节开关频率，增强设计灵活性；还带有闩锁过流保护功能，能够承受暂时的过载。其它特性还包括可调节软启动时长、内部斜坡补偿、自恢复输入欠压检测等。
( l0 F" _" ?# g* ?, H1 g: Q  NCP1252与市场上不含输入欠压检测 、软启动及过载检测的UC384x系列器件相比，提供这系列器件所不包含的这些功能（额外实现成本为0.07美元），降低成本并提升可靠性。
& R/ J! t! m! Z% G8 d7 Z/ M0 f- n  安森美半导体基于NCP1252构建的演示板规格包括：
  输入电压范围：350至410 Vdc；
2 B$ M* D) V3 O! f6 Q5 [0 H: b% ?  输出电压：12 Vdc，精度±5%；
  额定输出功率：96 W （8 A）；
0 {! b4 C2 t1 X0 G5 H  最大输出功率：120 W （每分钟持续5秒）；
  最小输出功率：真正空载（无假负载）；
  输出纹波：50 mV峰值至峰值；
  最大瞬态负载阶跃：最大负载的50%；
  最大输出压降：250 mV （5 μs内从输出电流=50%到满载（5 A到10 A））。
# h$ N3 b1 @$ I, G# H0 T  NCP1252应用设计：功率元件计算
  1） 变压器匝数比、占空比及励磁电感
  首先计算变压器在连续导电模式（CCM）下的匝数比N。
* h0 p/ G0 B/ ]  根据等式（1）可以推导出等式（2）：

    （1）

    （2）

  其中，Vout是输出电压，η是目标能效，Vbulk min是最小输入电压（即350 Vdc），DCmax是NCP1252的最大占空比，N是变压器匝数比。
  相应我们也可以验证出高输入线路电压（410 Vdc）时最小占空比，见等式（3）：
- U" ]# R8 P( m* G$ A. K, B2 U7 j

    （3）

  为了恰当地磁芯复位，需要极小的励磁电流来对绕组电压反相。根据经验法则，励磁电流为初次峰值电流（Ip_pk）的10%。其中，Ip_pk取值0.94，这数值的计算过程参见后文。变压器励磁电感的计算见等式（4）：

    （4）

  2） LC输出滤波器
1 S' R% L" J- r! [$ Y  首先选择交越频率（fC）。因开关噪声缘故，fC大于10 kHz时要求无噪声布线，难于设计。故不推荐在较高的频率交越，直接选定fC为10 kHz。
! ]. i1 G, l, j" i" O/ }+ e  如果我们假定由fC、输出电容（Cout）及最大阶跃负载电流（ΔIout）确定出ΔIout 时的最大压降（Vout）为250 mV，我们就能写出下述等式：

    （5）

    （6）

  我们选择的是2颗松下FM系列的1，000 μF@16 V电容。从电容规范中解析出：
# y. R' v. s/ i# v! U" v# k  Ic，rms=5.36 A @ TA=+105 ℃
& h) \; z- x5 b) k5 K' g/ z  RESR，low = 8.5 mW @ TA = +20 ℃
8 |9 S1 k5 Q0 \( ]7 o  RESR，high = 28.5 mW @ TA = -10 ℃
  接下来，以DIout = 5 A 来计算DVout ，见等式（7）：
) P8 O( M% f! h6 n; x! _

    （7）

  这里有一个经验法则，就是选择等式（6）计算出来的值一半的等效串联电阻（ESR）电容：RESR，max = 22 mW @ 0 ℃。这个规则考虑到了电容工艺变化，以及留出一些电源在极低环境温度条件下启动工作时的裕量。
  最大峰值到峰值电流（ΔIL）的计算见等式（8）：
. A& V7 W+ l" U: q

    （8）

  要获取输出电感值，我们能够写出关闭时间期间的降压纹波电流等式：
6 u# F/ [+ h5 p6 K. [

    （9）

  对等式（9）进行转换，就可以得到等式（10），最终我们选择27 μH的标准值。
& ~6 M' i4 ~2 i3 t

    （10）

  输出电容的均方根电流（ICout，rms）计算见等式（11）：
) G& _! E" O6 y$ k) w3 J& _

    （11）

  其中，额定电感时间常数（τ）的计算见等式（12）：
% d' ^; E- n+ C9 s) t

    （12）

  3） 变压器电流
7 z% d: P) `. G  经过一系列计算（详细计算过程参见参考资料3），可以得到：次级峰值电流（IL_pk）为11.13 A，次级谷底电流（IL_valley）为8.86 A，初级峰值电流（Ip_pk）为0.95 A，初级谷底电流（Ip_valley）为0.75 A，初级均方根电流（Ip，rms）为0.63 A。
9 u8 a( b+ d, F% m# c  4） MOSFET
5 V4 K: ~; j* R  由于NCP1252是双开关正激转换器，故作为开关的功率MOSFET的最大电压限制为输入电压。通常漏极至源极击穿电压（BVDSS）施加了等于15%的降额因数，如果我们选择500 V的功率MOSFET，降额后的最大电压应该是：500 V x 0.85 = 425 V。我们选择的功率MOSFET是采用TO220封装的FDP16N50，其BVDSS为500 V，导通阻抗（RDS（on））为0.434 Ω（@Tj=110℃），总门电荷（QG）为45 nC，门极至漏极电荷（QGD）为14 nC。
  MOSFET的导电损耗、开关导通损耗计算见等式（13）到（14）：
4 G3 G( j: `" ~$ f9 D( T

    （13）

    （14）

  其中，交迭时间（Δt）由下列等式计算得出：

    （15）

  MOSFET的开关关闭损耗见等式（16）：
9 c8 J9 M+ g# v3 f

    （16）

  其中，交迭时间（Δt）由下列等式计算得出：

    （17）

  因此，MOSFET的总损耗为：

losses=Pcond+PSW，on+PSW，off=173+149+324=646 mW （18）

  5） 二极管
  次极二极管D1和D2维持相同的峰值反相电压（PIV），结合二极管降额因数（kD）为40%，可以计算出PIV，见等式（19）：

    （19）

  由于PIV < 100 V，故能够选择30 A、60 V、TO-220封装的肖特基二极管MBRB30H60CT。
1 S4 W3 o$ R! i% F% {  二极管导通时间期间的导电损耗为：
8 r$ E7 k9 m8 P, e' {* u' b+ R

VfDCmax=10x0.5x0.45=2.25 W （20）

  关闭时间期间的导电损耗为：
7 G7 H1 v8 g! ^' Z3 w; s

  Vf（1-DCmin）=10x0.5x（1-0.39） =3.05 W （21）

' Z/ Q) X7 P( W3 I6 V  r" w  NCP1252应用设计：NCP1252元件计算

) P3 B) [0 f) Y! K  1） 用于选择开关频率的电阻Rt
6 G. b$ c& j$ @  a% k* F5 M8 }  采用一颗简单电阻，即可在50至500 kHz范围之间选择开关频率（FSW）。假定开关频率为125 kHz，那么我们就可以得到：
- y7 S! Z+ F$ s; u( |5 O9 l

    （22）

  其中，VRt是Rt引脚上呈现的内部电压参考（2.2 V）。
  2） 感测电阻
' s/ o1 G, x5 u2 B  NCP1252的最大峰值电流感测电压达1 V。感测电阻（Rsense）以初级峰值电流的20%余量来计算，其中10%为励磁电流，10%为总公差：

    （23）

    （24）

  3） 斜坡补偿
/ E$ P7 ?$ o- h" V( Q* w1 t/ r  斜坡补偿旨在防止频率为开关频率一半时出现次斜坡振荡，这时转换器工作在CCM，占空比接近或高于50%。由于是正激拓扑结构，重要的是考虑由励磁电厂所致的自然补偿。根据所要求的斜坡补偿（通常为50%至100%），仅能够外部增加斜坡补偿与自然补偿之间的差值。
  目标斜坡补偿等级为100%。相关计算等式如下：
( T4 ?2 {* x3 W  内部斜坡：

    （25）

  初级自然斜坡：
4 _- R+ y6 t% T9 D! j: G! X

    （26）

  次级向下斜坡：
5 B/ W4 ?' `6 i" `

    （27）

  自然斜坡补偿：

    （28）

  由于自然斜坡补偿低于100%的目标斜坡补偿，我们需要计算约33%的补偿：

    （29）

    （30）

  由于RcompCCS网络滤波需要约220 ns的时间常数，故：

    （31）

  4） 输入欠压电阻
/ s' Z- N! i% ?6 T% ]) o  输入欠压（BO）引脚电压低于VBO参考时连接IBO电流源，从而产生BO磁滞。

    （32）

    （33）

% Y6 n% I' r) g  NCP1252演示板图片及性能概览
% [5 p3 K/ K$ ~6 A
. y. j& Z0 h2 J6 ~' W  NCP1252演示板的详细电路图参见参考资料2，其顶视图和底视图则见图3。
3 k$ Q9 U) S* c; \. W
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  图3：NCP1252演示板的顶视图及底视图。

  在室温及额定输入电压（390 Vdc）条件下，NCP1252演示板不同负载等级时的能效如图4所示。从此图可以看出，负载高于40%最大负载时，工作能效高于90%。这演示板还能藉在转换器次级端同步整流，进一步提升能效达几个百分点。
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0 s/ l. G: |. a2 i( M1 j$ J, Z, ?

  

  图4：NCP1252演示板在室温及额定输入电压（390 Vdc）条件下的能效图。

2 q6 T/ @7 Q# W* Y( f  如前所述，NCP1252提供软启动功能，其中一个目标应用就是替代UC38xx。NCP1252有一个专用引脚，支持调节软启动持续时间及控制启动期间的峰值。
  另外，NCP1252的待机能耗性能也很突出。这器件能藉将输入欠压（BO）引脚接地来关闭，而关闭时VCC输入端汲入的电流小于100 μA。
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  总结：
9 P) v: B+ \: d# c* w
) S5 W% N* J9 X$ F# J! P9 p7 A  本文介绍了正激转换器磁芯复位技术的原理，比较了三次绕组、RCD钳位及双开关正激等常见的磁芯复位技术，分析了双开关正激转换器的优势，并结合安森美半导体基于双开关正激磁芯复位技术的NCP1252固定频率控制器，分享了这双开关正激转换器的应用设计过程。这器件集成了输入欠压检测、软启动及过载检测等众多特性。测试结果显示，NCP1252提供极高的工作能效和极低的待机能耗，适合UC38xx替代、ATX电源、适配器及其它任何要求低待机能耗的应用。
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介绍的很透彻

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正激转换器是基于变压器的隔离降压转换器，在大压降比下应用的较为广泛

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双开关正激转换器可靠性高，适合更高功率等级。