正激转换器磁芯复位技术的原理

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单开关（或称单晶体管）正激转换器是一种最基本类型的基于变压器的隔离降压转换器，广泛用于需要大降压比的应用。这种转换器的优点包括只需单颗接地参考晶体管，及非脉冲输出电流减小输出电容的均方根纹波电流含量等。但这种转换器的功率能力小于半桥或全桥拓扑结构，且变压器需要磁芯复位，使这种转换器的最大占空比限制在约50%。此外，金属氧化物半导体场效应管（MOSFET）开关的漏电压变化达输入电压的两倍或更多，使这种拓扑结构较难于用在较高输入电压的应用。
  正激转换器中，变压器的磁芯单方向磁化，在每个开关周期都需要采用相应的措施来使磁芯复位到初始值，否则励磁电流会在每个开关周期增大，经历几个周期后会使磁芯饱和，损坏开关器件。相对而言，如果有磁芯复位，电流就不会在每个开关周期增大，电压会基于励磁电感（Lmag）反相并使磁芯复位。图1以单开关正激转换器为例，简要对比了无磁芯复位与有磁芯复位的电路图及励磁电感电流波形。
  有3种常见的标准磁芯复位技术，分别是三次绕组，电阻、电容、二极管（RCD）钳位和双开关正激。三次绕组磁芯复位技术的电路示意图参见图1b），这种技术能够提供大于50%的占空比，但开关Q1的峰值电压可能大于输入电压的2倍，而且变压器有三次绕组，使变压器结构更复杂。RCD钳位磁芯复位技术也能使占空比大于50%，但需要写等式和仿真，以检验复位的正确性，让设计过程更复杂。RCD钳位技术的成本比三次绕组技术低，但由于复位电路中的钳位电阻消耗能量，影响了电源转换效率。
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  图1：正激转换器不带磁芯复位与带磁芯复位之对比。

4 A+ t7 y2 i4 G  与前两种磁芯复位技术相比，双开关正激更易于实现，而且开关Q1上的峰值电压等于输入电压，降低了开关所承受的电压应力。这种技术需要额外的MOSFET （Q2）和高端驱动器，且需要2个高压低功率二极管（D3和D4），参见图2。双开关正激技术的每个开关周期包含3步：第1步，开关Q1、Q2及二极管D1导通，二极管D2、D3及D4关闭；第2步，开关Q1、Q2及二极管D1关闭，而二极管D2、D3及D4导通；第3步，开关Q1、Q2及二极管D1仍然关闭，二极管D2仍然导通，而二极管D3及D4则关闭。

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  图2：双开关正激转换器电路原理图。

' X; i% }! M2 j( Z5 P  当然，采用这种技术后，转换器就成了双开关正激转换器，它不同于单开关正激转换器，不需要特殊的复位电路就可以保证可靠的变压器磁芯复位，可靠性高，适合更高功率等级。

9 r2 |! Y! E. H  NCP1252双开关正激转换器演示板规格概览
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% P! {9 l; _- d6 y8 L  NCP1252是安森美半导体新推出的一款改进型双开关正激转换器，适合于计算机ATX电源、交流适配器、UC38XX替代及其它任何要求低待机能耗的应用，相关能效测试结果将在后文提及。这器件也是一种固定频率控制器，带跳周期模式，能够提供真正的空载工作。此外，NCP1252具有可调节开关频率，增强设计灵活性；还带有闩锁过流保护功能，能够承受暂时的过载。其它特性还包括可调节软启动时长、内部斜坡补偿、自恢复输入欠压检测等。
) m( ?8 i# X# b4 A) O  NCP1252与市场上不含输入欠压检测 、软启动及过载检测的UC384x系列器件相比，提供这系列器件所不包含的这些功能（额外实现成本为0.07美元），降低成本并提升可靠性。
$ n# e: l$ _$ `' E$ |  安森美半导体基于NCP1252构建的演示板规格包括：
3 c4 A4 ~7 g/ w+ V) k: g- S  输入电压范围：350至410 Vdc；
  输出电压：12 Vdc，精度±5%；
2 z: ^6 A. v  A0 o5 h% a* N1 A  额定输出功率：96 W （8 A）；
  最大输出功率：120 W （每分钟持续5秒）；
  最小输出功率：真正空载（无假负载）；
% N) w. N2 c# Y. r4 X! j$ m- T  输出纹波：50 mV峰值至峰值；
  }7 u, ]7 W6 x# {  最大瞬态负载阶跃：最大负载的50%；
  最大输出压降：250 mV （5 μs内从输出电流=50%到满载（5 A到10 A））。
% }: J0 `8 W& T, r) t# p  NCP1252应用设计：功率元件计算
  1） 变压器匝数比、占空比及励磁电感
+ P2 M; Z- H; H; G8 T2 H+ Q9 \  首先计算变压器在连续导电模式（CCM）下的匝数比N。
; P4 Y% V: ~* Y  根据等式（1）可以推导出等式（2）：

    （1）

    （2）

  其中，Vout是输出电压，η是目标能效，Vbulk min是最小输入电压（即350 Vdc），DCmax是NCP1252的最大占空比，N是变压器匝数比。
* i4 c9 l7 g4 J/ e. L  相应我们也可以验证出高输入线路电压（410 Vdc）时最小占空比，见等式（3）：

    （3）

  为了恰当地磁芯复位，需要极小的励磁电流来对绕组电压反相。根据经验法则，励磁电流为初次峰值电流（Ip_pk）的10%。其中，Ip_pk取值0.94，这数值的计算过程参见后文。变压器励磁电感的计算见等式（4）：
, ]/ r/ t, Y( n. U7 _4 C

    （4）

  2） LC输出滤波器
% X3 `2 m! ]* I* l" |8 O- P  x  首先选择交越频率（fC）。因开关噪声缘故，fC大于10 kHz时要求无噪声布线，难于设计。故不推荐在较高的频率交越，直接选定fC为10 kHz。
& u# I4 m9 [' a# c2 i  如果我们假定由fC、输出电容（Cout）及最大阶跃负载电流（ΔIout）确定出ΔIout 时的最大压降（Vout）为250 mV，我们就能写出下述等式：
) }) n7 t/ I. u, w% N& Q" F

    （5）

    （6）

  我们选择的是2颗松下FM系列的1，000 μF@16 V电容。从电容规范中解析出：
' S1 {& H7 N: S. T+ Y- B  Ic，rms=5.36 A @ TA=+105 ℃
$ _. e+ _$ ~+ }, o' ?  RESR，low = 8.5 mW @ TA = +20 ℃
  RESR，high = 28.5 mW @ TA = -10 ℃
  i! i$ I! x  f. O; w  接下来，以DIout = 5 A 来计算DVout ，见等式（7）：
1 I. [6 J9 ~# [0 d" G

    （7）

  这里有一个经验法则，就是选择等式（6）计算出来的值一半的等效串联电阻（ESR）电容：RESR，max = 22 mW @ 0 ℃。这个规则考虑到了电容工艺变化，以及留出一些电源在极低环境温度条件下启动工作时的裕量。
  最大峰值到峰值电流（ΔIL）的计算见等式（8）：
; o3 ~$ R  S4 R7 x1 j6 T# r

    （8）

  要获取输出电感值，我们能够写出关闭时间期间的降压纹波电流等式：
3 S5 S0 \8 `/ r

    （9）

  对等式（9）进行转换，就可以得到等式（10），最终我们选择27 μH的标准值。

    （10）

  输出电容的均方根电流（ICout，rms）计算见等式（11）：

    （11）

  其中，额定电感时间常数（τ）的计算见等式（12）：
, o& F$ n' T8 `! r; G

    （12）

  3） 变压器电流
, N7 W5 {4 z: K. v. A' ^  经过一系列计算（详细计算过程参见参考资料3），可以得到：次级峰值电流（IL_pk）为11.13 A，次级谷底电流（IL_valley）为8.86 A，初级峰值电流（Ip_pk）为0.95 A，初级谷底电流（Ip_valley）为0.75 A，初级均方根电流（Ip，rms）为0.63 A。
  4） MOSFET
  由于NCP1252是双开关正激转换器，故作为开关的功率MOSFET的最大电压限制为输入电压。通常漏极至源极击穿电压（BVDSS）施加了等于15%的降额因数，如果我们选择500 V的功率MOSFET，降额后的最大电压应该是：500 V x 0.85 = 425 V。我们选择的功率MOSFET是采用TO220封装的FDP16N50，其BVDSS为500 V，导通阻抗（RDS（on））为0.434 Ω（@Tj=110℃），总门电荷（QG）为45 nC，门极至漏极电荷（QGD）为14 nC。
5 R1 G3 U8 s9 k  MOSFET的导电损耗、开关导通损耗计算见等式（13）到（14）：

    （13）

    （14）

  其中，交迭时间（Δt）由下列等式计算得出：
" {7 g4 \2 l$ |. D5 b

    （15）

  MOSFET的开关关闭损耗见等式（16）：

    （16）

  其中，交迭时间（Δt）由下列等式计算得出：

    （17）

  因此，MOSFET的总损耗为：

losses=Pcond+PSW，on+PSW，off=173+149+324=646 mW （18）

  5） 二极管
- M; b0 T6 v) _, D& Y0 M! a  次极二极管D1和D2维持相同的峰值反相电压（PIV），结合二极管降额因数（kD）为40%，可以计算出PIV，见等式（19）：
" [) D1 Z  J' i! E" J

    （19）

  由于PIV < 100 V，故能够选择30 A、60 V、TO-220封装的肖特基二极管MBRB30H60CT。
; d# V, s5 F& B$ V  W7 }  o6 b  二极管导通时间期间的导电损耗为：

VfDCmax=10x0.5x0.45=2.25 W （20）

  关闭时间期间的导电损耗为：

  Vf（1-DCmin）=10x0.5x（1-0.39） =3.05 W （21）

  NCP1252应用设计：NCP1252元件计算

- R# b9 _. i& h& ^" P8 J  1） 用于选择开关频率的电阻Rt
5 C0 H% j' V6 d  采用一颗简单电阻，即可在50至500 kHz范围之间选择开关频率（FSW）。假定开关频率为125 kHz，那么我们就可以得到：
; `' X& V) ]8 U1 g5 E5 J

    （22）

  其中，VRt是Rt引脚上呈现的内部电压参考（2.2 V）。
  2） 感测电阻
3 l" d6 T8 Q' X8 e  NCP1252的最大峰值电流感测电压达1 V。感测电阻（Rsense）以初级峰值电流的20%余量来计算，其中10%为励磁电流，10%为总公差：

    （23）

    （24）

  3） 斜坡补偿
  斜坡补偿旨在防止频率为开关频率一半时出现次斜坡振荡，这时转换器工作在CCM，占空比接近或高于50%。由于是正激拓扑结构，重要的是考虑由励磁电厂所致的自然补偿。根据所要求的斜坡补偿（通常为50%至100%），仅能够外部增加斜坡补偿与自然补偿之间的差值。
  目标斜坡补偿等级为100%。相关计算等式如下：
- @/ r3 S# P  E0 k0 D  内部斜坡：

    （25）

  初级自然斜坡：
6 Z0 X" A/ h3 V$ ~+ Q/ w

    （26）

  次级向下斜坡：

    （27）

  自然斜坡补偿：

    （28）

  由于自然斜坡补偿低于100%的目标斜坡补偿，我们需要计算约33%的补偿：

    （29）

    （30）

  由于RcompCCS网络滤波需要约220 ns的时间常数，故：

    （31）

  4） 输入欠压电阻
# P6 h/ ~9 G. `3 N5 W; }  输入欠压（BO）引脚电压低于VBO参考时连接IBO电流源，从而产生BO磁滞。
: Q7 S, ]& g) H; Q& F

    （32）

    （33）

  NCP1252演示板图片及性能概览

  NCP1252演示板的详细电路图参见参考资料2，其顶视图和底视图则见图3。
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  图3：NCP1252演示板的顶视图及底视图。

6 S3 E5 e- y8 n- [4 u# v  在室温及额定输入电压（390 Vdc）条件下，NCP1252演示板不同负载等级时的能效如图4所示。从此图可以看出，负载高于40%最大负载时，工作能效高于90%。这演示板还能藉在转换器次级端同步整流，进一步提升能效达几个百分点。

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  图4：NCP1252演示板在室温及额定输入电压（390 Vdc）条件下的能效图。

3 v: c1 s5 z0 d' A" W+ ]  p  如前所述，NCP1252提供软启动功能，其中一个目标应用就是替代UC38xx。NCP1252有一个专用引脚，支持调节软启动持续时间及控制启动期间的峰值。
9 ~- N! c$ n5 p  另外，NCP1252的待机能耗性能也很突出。这器件能藉将输入欠压（BO）引脚接地来关闭，而关闭时VCC输入端汲入的电流小于100 μA。

  总结：
4 C9 v8 B' t) X. @% |- |
  本文介绍了正激转换器磁芯复位技术的原理，比较了三次绕组、RCD钳位及双开关正激等常见的磁芯复位技术，分析了双开关正激转换器的优势，并结合安森美半导体基于双开关正激磁芯复位技术的NCP1252固定频率控制器，分享了这双开关正激转换器的应用设计过程。这器件集成了输入欠压检测、软启动及过载检测等众多特性。测试结果显示，NCP1252提供极高的工作能效和极低的待机能耗，适合UC38xx替代、ATX电源、适配器及其它任何要求低待机能耗的应用。
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介绍的很透彻

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正激转换器是基于变压器的隔离降压转换器，在大压降比下应用的较为广泛

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双开关正激转换器可靠性高，适合更高功率等级。