TA的每日心情 | 开心 2019-11-21 15:51 |
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1、概述8 n- u$ O, r& f. v
开关电源的设计是一份非常耗时费力的苦差事,需要不断地修正多个设计变量,直到性能达到设计目标为止。本文step-by-step 介绍反激变换器的设计步骤,并以一个6.5W 隔离双路输出的反激变换器设计为例,主控芯片采用NCP1015。2 r4 O- y8 y6 K+ E4 l
& k/ m5 t' P- A, Z
. W/ x% D' V2 Q& R4 P- p0 {( z基本的反激变换器原理图如图 1 所示,在需要对输入输出进行电气隔离的低功率(1W~60W)开关电源应用场合,反激变换器(flyback Converter)是最常用的一种拓扑结构(Topology)。简单、可靠、低成本、易于实现是反激变换器突出的优点。1 }$ H! Y& S& l4 D- R) `
2、设计步骤
, ~9 o' _4 h( ^" Z% }: s5 N7 Q7 h U
& P; b. f8 _/ a3 O1 }7 v* [" o7 n4 c: F& ?8 @7 Z. A9 |
接下来,参考图 2 所示的设计步骤,一步一步设计反激变换器
2 `2 ?2 e5 v2 Q' y$ h; l1 {4 o3 L1.Step1:初始化系统参数
: x$ @. o v6 B0 l------输入电压范围:Vinmin_AC 及Vinmax_AC9 s. ^) z0 R/ l; c: D5 z, V
------电网频率:fline(国内为50Hz)
) G4 v y" k" |2 C------输出功率:(等于各路输出功率之和)
, |% h+ k- {1 X+ D4 l/ g; \# y" x7 R; W% y* D
$ W+ F! i! o+ T7 v4 U------初步估计变换器效率:η(低压输出时,η取0.7~0.75,高压输出时,η取0.8~0.85)根据预估效率,估算输入功率:, R! P9 j3 ]- R+ {6 D. ^$ K1 @& k& T
6 @* U+ _- o; P
. s) e% V* M f% s1 V' Q
对多路输出,定义KL(n)为第n 路输出功率与输出总功率的比值:
5 c, v2 z$ I' c3 X; @4 N5 y5 g `5 j3 R1 R- X$ k( {, J7 I
; K7 E; X8 ?3 J) \8 s( e单路输出时,KL(n)=1.0 A: r; Z8 U' D# ]
0 Q; l6 f _* ]& U- Q, w
* w7 e% d0 m3 P9 Y k" a. N- X2. Step2:确定输入电容Cbulk
2 [8 ~9 u9 s8 H4 h' _Cbulk 的取值与输入功率有关,通常,对于宽输入电压(85~265VAC),取2~3μF/W;对窄范围输入电压(176~265VAC),取1μF/W 即可,电容充电占空比Dch 一般取0.2 即可。
5 }- V* g U5 A, z; d1 e/ u
5 T2 {. D" [. I$ ~" z( s$ y* e/ e( K9 k+ e
一般在整流后的最小电压Vinmin_DC 处设计反激变换器,可由Cbulk 计算Vinmin_DC:
0 Y) _# R2 l6 E) A) n& R
! b; g* s1 C+ l2 H
3 p, B$ p; `' \3 j0 q
4 \0 L/ f) {+ i! B W; G) ~$ F9 X9 D: `) T: |8 M# D4 c( u
3. Step3:确定最大占空比Dmax
- J9 s& i; W6 G; T2 r+ ^反激变换器有两种运行模式:电感电流连续模式(CCM)和电感电流断续模式(DCM)。两种模式各有优缺点,相对而言,DCM 模式具有更好的开关特性,次级整流二极管零电流关断,因此不存在CCM 模式的二极管反向恢复的问题。此外,同功率等级下,由于DCM模式的变压器比CCM 模式存储的能量少,故DCM 模式的变压器尺寸更小。但是,相比较CCM 模式而言,DCM 模式使得初级电流的RMS 增大,这将会增大MOS 管的导通损耗,同时会增加次级输出电容的电流应力。因此,CCM 模式常被推荐使用在低压大电流输出的场合,DCM 模式常被推荐使用在高压 小电流输出的场合。 T& D) b% G8 y0 |6 P# V* ]
4 l8 J0 F' `+ ^& [& g% n3 E+ Q# a% z, V
) v5 ~) r) O. W3 y3 ^% u
图 4 反激变换器
, K0 G. v' F! ~9 {对CCM 模式反激变换器而言,输入到输出的电压增益仅仅由占空比决定。而DCM 模式反激变换器,输入到输出的电压增益是由占空比和负载条件同时决定的,这使得DCM 模式的电路设计变得更复杂。但是,如果我们在DCM 模式与CCM 模式的临界处(BCM 模式)、输入电压最低(Vinmin_DC)、满载条件下,设计DCM 模式反激变换器,就可以使问题变得简单化。于是,无论反激变换器工作于CCM 模式,还是DCM 模式,我们都可以按照CCM模式进行设计。
8 |" Q: ^7 d2 Z- z5 @' F9 A如图 4(b)所示,MOS 管关断时,输入电压Vin 与次级反射电压nVo 共同叠加在MOS的DS 两端。最大占空比Dmax 确定后,反射电压Vor(即nVo)、次级整流二极管承受的最大电压VD 以及MOS 管承受的最大电压Vdsmax,可由下式得到:
/ T! W' S& I3 I' R6 @ c
; M- I* j. W& L0 L" J2 I# J: |, J: F. u: ~& L
通过公式(5)(6)(7),可知,Dmax 取值越小,Vor 越小,进而MOS 管的应力越小,然而,次级整流管的电压应力却增大。因此,我们应当在保证MOS 管的足够裕量的条件下,尽可能增大Dmax,来降低次级整流管的电压应力。Dmax 的取值,应当保证Vdsmax 不超过mos管耐压等级的80%;同时,对于峰值电流模式控制的反激变换器,CCM 模式条件下,当占空比超过0.5 时,会发生次谐波震荡。综合考虑,对于耐压值为700V(NCP1015)的MOS管,设计中,Dmax 不超过0.45 为宜。
, {' I7 g# c5 Y9 \3 y; z4 w# h$ m3 T G7 Q9 c! w. \5 Y
: g( }7 l' G$ e4. Step4:确定变压器初级电感Lm
' D' [$ P c, f对于CCM 模式反激,当输入电压变化时,变换器可能会从CCM 模式过渡到DCM 模式,对于两种模式,均在最恶劣条件下(最低输入电压、满载)设计变压器的初级电感Lm。由下式决定:
: t( d' I# z' y% Y* v$ Z0 ~* f; s2 [
% \! _, `; q. u6 x& y- @8 Y其中,fsw 为反激变换器的工作频率,KRF 为电流纹波系数,其定义如下图所示:+ z0 R4 _" B- o" K& U
5 @/ K' v" C2 p
# T, ]- P+ G0 K) V! Z7 r对于DCM 模式变换器,设计时KRF=1。对于CCM 模式变换器,KRF<1,此时,KRF 的取值会影响到初级电流的均方根值(RMS),KRF 越小,RMS 越小,MOS 管的损耗就会越小,然而过小的KRF 会增大变压器的体积,设计时需要反复衡量。一般而言,设计CCM 模式的反激变换器,宽压输入时(90~265VAC),KRF 取0.25~0.5;窄压输入时(176~265VAC),KRF 取0.4~0.8 即可。
$ M, ~7 c: k- c9 t, U一旦Lm 确定,流过MOS 管的电流峰值IDSPeak 和均方根值Idsrms 亦随之确定:
- N7 v- K7 d& ^) J( H
* |( q0 v s# w7 @* e; T" u; j. u/ _* ~ h9 \
其中:! t5 K9 H) G) ?: v8 M! o5 U5 g
* A. H, X9 H! y2 c3 Y( ?/ |* K" q9 i5 k* t: Q! ?7 {7 S
设计中,需保证Idspeak 不超过选用MOS 管最大电流值80%,Idsrms 用来计算MOS 管的导通损耗Pcond,Rdson 为MOS 管的导通电阻。+ a, ~/ z, s$ C9 x: w n3 S4 {& u* W
+ e# Q& ~, g0 B S9 e. @5 y- A8 A2 B% z2 h- D4 [
* T3 o6 O/ r& x# H1 w6 w) U
3 i0 J3 _. `2 z% O+ U7 K |5. Step5:选择合适的磁芯以及变压器初级电感的匝数3 W2 `9 B' J3 s1 ~/ n, M
开关电源设计中,铁氧体磁芯是应用最广泛的一种磁芯,可被加工成多种形状,以满足不同的应用需求,如多路输出、物理高度、优化成本等。1 ^" \! ~3 u& Q: Q
实际设计中,由于充满太多的变数,磁芯的选择并没有非常严格的限制,可选择的余地很大。其中一种选型方式是,我们可以参看磁芯供应商给出的选型手册进行选型。如果没有合适的参照,可参考下表:
+ f8 _6 k! I, z* T2 O; y6 E$ r7 y: I
4 ^# Y* V v$ M" Z$ x
1 B% u" {+ z% y, R: k
' K1 ~, | T6 J& f) D
选定磁芯后,通过其Datasheet 查找Ae 值,及磁化曲线,确定磁通摆幅△B,次级线圈匝数由下式确定:8 x9 T( R1 S5 Y4 K3 ]! q% D+ T
4 ^+ z. G1 C u W/ l7 ]+ `( e1 ^* |9 R* l" u8 u, N" d
其中,DCM 模式时,△B 取0.2~0.26T;CCM 时,△B 取0.12~0.18T。0 h+ ]/ g$ M5 H% z: y
1 y4 r g8 N, W: i- l+ F0 O% w! L- }; z1 e% R- \ C
! e6 D6 |$ i: e" d1 j; S+ \( e; g* X6 e
6. Step6:确定各路输出的匝数
, M! H! |; l* V先确定主路反馈绕组匝数,其他绕组的匝数以主路绕组匝数作为参考即可。主反馈回路绕组匝数为:! @2 g# o" q& h; Z/ x& I
! j! ~! W( M* c6 T; `
. a6 s, C; i. X' H }/ ~则其余输出绕组的匝数为:
# f5 [2 L3 L: {# S; f$ `2 D, m
; Q& y" W/ y' R9 l1 X T
3 Y2 l$ X/ f% D" t0 b# O" c辅助线圈绕组的匝数Na 为:
4 _+ y, m+ }8 T" R0 V1 c) p- G, M2 s5 R" f
3 K3 I0 A1 e) Y' x! L) M4 t
x6 K7 H* j- P* h+ }) W
- G6 K0 i# L$ S& O7. Step7:确定每个绕组的线径/ t; U/ X# L3 c6 Q
根据每个绕组流过的电流RMS 值确定绕组线径。
) P a O& o O9 y/ Q+ R7 M$ Z/ o$ M; r+ @, e
! K/ o+ u4 N5 r2 n4 G& F/ m初级电感绕组电流RMS:" t- b8 ?* x& l( X! v* h6 R
8 z' z7 A/ Z/ c# r" h) W3 Q" {! B7 `4 m
次级绕组电流RMS 由下式决定:
; E* d$ u0 N) z% {
( k, _+ _7 [2 m2 T) R' E: S+ n
7 k$ B" q. B- b1 X: P; iρ为电流密度,单位:A/mm2,通常,当绕组线圈的比较长时(>1m),线圈电流密度取5A/mm2;当绕组线圈长度较短时,线圈电流密度取6~10A/mm2。当流过线圈的电流比较大时,可以采用多组细线并绕的方式,以减小集肤效应的影响。
2 K) r9 g& _4 K; }- a; [
0 J2 \) x4 e+ @* {) A8 S& H1 A J3 J) p' B# s
其中,Ac 是所有绕组导线截面积的总和,KF 为填充系数,一般取0.2~0.3.
7 ]" Z1 c# W# U) [% z检查磁芯的窗口面积(如图 7(a)所示),大于公式 21 计算出的结果即可。( {: v; b: ^, r. j3 ?( N- ?6 y
3 e# X0 i1 _* ?- t6 l* |
+ f* n d" m' J: y8 J
8. Step8:为每路输出选择合适的整流管9 R6 [9 p& x9 ?' I1 m
每个绕组的输出整流管承受的最大反向电压值VD(n)和均方根值IDrms(n)如下:* p$ v8 r+ {6 m0 E: p4 e; t
. t. |7 W) F; v P4 K( i
H I6 ~/ s% l: k选用的二极管反向耐压值和额定正向导通电流需满足:
5 X7 R# R. b/ v: f
+ G1 ]; x# g7 [$ m
& {. a1 [% X2 R" ^
6 T- x' G2 G$ g% X, Y" m4 c
4 d" s: D# h2 X g2 S2 ?9. Step9:为每路输出选择合适的滤波器# s0 g6 \# r1 J* x( ]+ I2 D
第n 路输出电容Cout(n)的纹波电流Icaprms(n)为:
! Q1 x; i2 P/ K( N& H* U$ W6 E+ d/ q. h/ f
' ~- q- {- R( |
选取的输出电容的纹波电流值Iripple 需满足:/ \' \" ?+ C8 L8 f1 r" M) b, E
' T+ } O2 p. t- R1 N1 b
; l/ Z% V( ?+ N( R: \7 d% q
输出电压纹波由下式决定:
/ l! d+ u1 F+ f6 @; d; Q6 r5 \8 J6 M& u3 T: i! e
4 u( p- [9 W6 y& R4 g {- I5 F
有时候,单个电容的高ESR,使得变换器很难达到我们想要的低纹波输出特性,此时可通过在输出端多并联几个电容,或加一级LC 滤波器的方法来改善变换器的纹波噪声。注意:LC 滤波器的转折频率要大于1/3 开关频率,考虑到开关电源在实际应用中可能会带容性负载,L 不宜过大,建议不超过4.7μH。
* y- z3 N3 G2 w0 D/ _6 R
! k8 i9 _0 e& r( ]" F& q3 G' E- B- i8 y4 T, s
10. Step10:钳位吸收电路设计
! s& \6 o+ q0 |6 ?3 w1 B" L: l' N. J5 t如图 8 所示,反激变换器在MOS 关断的瞬间,由变压器漏感LLK 与MOS 管的输出电容造成的谐振尖峰加在MOS 管的漏极,如果不加以限制,MOS 管的寿命将会大打折扣。因此需要采取措施,把这个尖峰吸收掉。5 E; U2 M4 i5 ?+ f: X$ X3 M
* n8 h S1 T- s+ }4 T( X6 ]) f% y) r A! L$ z6 d9 ]
反激变换器设计中,常用图 9(a)所示的电路作为反激变换器的钳位吸收电路(RCD钳位吸收)。
5 y) g5 _. z& P: i" z. `RClamp 由下式决定,其中Vclamp 一般比反射电压Vor 高出50~100V,LLK 为变压器初级漏感,以实测为准:
. K. o* {- ?, V8 H U6 O6 Y& I- E' Y6 J: B
; F$ m) p. ]/ t' w6 _( ^/ o y; a7 G3 [8 g9 ~/ b1 k
* l Q& ~, \1 X图 9 RCD 钳位吸收
0 @5 V; e2 P. u# q! B& D4 tCClamp 由下式决定,其中Vripple 一般取Vclamp 的5%~10%是比较合理的:
3 ^' o0 D5 ]: S: ?0 d, |
+ R& k: C/ S+ u2 R
. O8 j) U9 Y4 T b- T+ X& u3 s, V2 F输出功率比较小(20W 以下)时,钳位二极管可采用慢恢复二极管,如1N4007;反之,则需要使用快恢复二极管。
" W( |/ ?6 u9 |" t3 b4 O
$ H( v$ v0 J) c* M' D2 k! B6 I! w, L' S+ y
11. Step11:补偿电路设计
; a$ k* I) j3 J# R+ I9 h. e开关电源系统是典型的闭环控制系统,设计时,补偿电路的调试占据了相当大的工作量。目前流行于市面上的反激控制器,绝大多数采用峰值电流控制控制模式。峰值电流模式反激的功率级小信号可以简化为一阶系统,所以它的补偿电路容易设计。通常,使用Dean Venable提出的Type II 补偿电路就足够了。
# h" r1 H' K+ o在设计补偿电路之前,首先需要考察补偿对象(功率级)的小信号特性。
1 S0 r, }6 T- g4 c( y# k, N如图8 所示,从IC 内部比较器的反相端断开,则从控制到输出的传递函数(即控制对象的传递函数)为:* T$ r$ S& c, d5 M& O4 i
* w' A2 T6 y0 l" s
2 {5 V/ f( J4 [; S T
7 N9 L v: b" d
; ~5 O. A4 R+ M1 J& l0 N8 y5 V) k附录分别给出了CCM模式和DCM模式反激变换器的功率级传递函数模型。NCP1015工作在DCM 模式,从控制到输出的传函为:0 X* g# u( ]4 k& C9 m- m3 W
" [+ w. I1 M% R3 }% V1 f( X2 Y* q, r* R2 X; `4 k1 |( X
其中:
3 b( p, s. I% [3 Q: Y: Z
7 L7 ?; k+ A9 n5 g$ D) m5 O5 v2 ~$ \: z5 `
Vout1 为主路输出直流电压,k 为误差放大器输出信号到电流比较器输入的衰减系数(对NCP1015 而言,k=0.25),m 为初级电流上升斜率,ma 为斜坡补偿的补偿斜率(由于NCP1015内部没有斜坡补偿,即ma=0),Idspeak 为给定条件下初级峰值电流。于是我们就可以使用Mathcad(或matlab)绘制功率级传函的Bode 图:( b8 ]6 b# ^8 R# n$ T4 K8 ]( K
! {& R# x9 Y7 _
4 F- ?, Z7 ?3 l3 c在考察功率级传函Bode 图的基础上,我们就可以进行环路补偿了。
; A' i6 n. C v( p: A1 k前文提到,对于峰值电流模式的反激变换器,使用Dean Venable Type II 补偿电路即可,典型的接线方式如下图所示:: P. b7 G5 m' \3 }" _
! [4 m6 s& ~) e& Q; d* L$ X
+ {. k. z ?; s) |8 j
通常,为降低输出纹波噪声,输出端会加一个小型的LC 滤波器,如图 10 所示,L1、C1B 构成的二阶低通滤波器会影响到环路的稳定性,L1、C1B 的引入,使变换器的环路分析变得复杂,不但影响功率级传函特性,还会影响补偿网络的传函特性。然而,建模分析后可知:如果L1、C1B 的转折频率大于带宽fcross 的5 倍以上,那么其对环路的影响可以忽略不计,实际设计中,建议L1 不超过4.7μH。于是我们简化分析时,直接将L1直接短路即可,推导该补偿网络的传递函数G(s)为:
1 A1 J, m4 A& H# I8 J& {
1 N2 E% M9 ?6 k7 M" Q' O }, `) a& E4 j( U" b
其中:+ v7 {# B1 r* J/ e" X1 m# x2 _
: e9 V, F u! _: ^+ e3 w) \# L
6 ^8 t3 u3 ~$ g5 ZCTR 为光耦的电流传输比,Rpullup 为光耦次级侧上拉电阻(对应NCP1015,Rpullup=18kΩ),Cop 为光耦的寄生电容,与Rpullup 的大小有关。图 13(来源于Sharp pc817 的数据手册)是光耦的频率响应特性,可以看出,当RL(即Rpullup)为18kΩ时,将会带来一个约2kHz左右的极点,所以Rpullup 的大小会直接影响到变换器的带宽。7 k! B) i' t% G, L9 l
3 N. e N9 g6 E: u* ?' U
9 o4 O! l: A, H( v' |7 F) a
k Factor(k 因子法)是Dean Venable 在20 世纪80 年代提出来的,提供了一种确定补偿网络参数的方法。
" s$ |# l9 C% M9 F( G9 E' f! w( g6 q" r+ l% {6 x, t' Q+ q
& O) i* k7 {4 S$ n如图 14 所示,将Type II 补偿网络的极点wp 放到fcross 的k 倍处,将零点wz 放到fcross的1/k 处。图 12 的补偿网络有三个参数需要计算:RLED,Cz,Cpole,下面将用k Factor 计算这些参数:# X5 s4 T" m8 x0 d7 t! X, P+ A( [
4 r3 k& u+ r& Q) Y" q6 c6 G8 `7 w! k+ F: D2 ]4 _
-------确定补偿后的环路带宽fcross:通过限制动态负载时(△Iout)的输出电压过冲量(或下冲量)△Vout,由下式决定环路带宽:* H: C/ R. P. E/ n1 g, m
' q5 _8 \6 k% m% H$ U
3 U1 V: A$ H/ C9 i1 i. f
-------考察功率级的传函特性,确定补偿网络的中频带增益(Mid-band Gain):
8 u/ r, m5 s5 c5 ]+ C# }' e: F$ D: @# S$ u- Q
# U; M% O8 W# H, R; e& X-------确定Dean Venable 因子k:选择补偿后的相位裕量PM(一般取55°~80°),由公式 32 得到fcross 处功率级的相移(可由Mathcad 计算)PS,则补偿网络需要提升的相位Boost 为:0 A5 [3 Y, Y) {6 H6 }
) M+ I# `, l9 U6 F0 {
z1 e! k$ I) u" E, O0 K* x8 a; i
则k 由下式决定:7 X& Z2 b. n; H/ T$ o. H; n
7 @/ l2 d2 w0 z6 w b
0 {* c& v# E9 o" ?6 v-------补偿网络极点(wp)放置于fcross 的k 倍处,可由下式计算出Cpole:
4 ~; D4 _- [2 Q$ G: T! n( t5 }
' c/ ~7 M k% v' `/ H3 O% i4 e- v$ a+ R4 u- X: R: n: U
-------补偿网络零点(wz)放置于fcross 的1/k 倍处,可由下式计算出Cz:
A; N% H+ p, M0 N7 }7 s9 C" m
0 C, f( C3 ?& C
# f9 F3 m. J6 o
O2 q8 ]# u; l0 a6 _
% v, b# b e+ g% Y5 ^' ~; j+ U ?5 X& t' E* @
' A0 Q' T8 \/ K, d3 F% o3 仿真验证
+ N: m9 r9 a& F1 q1 v3 H计算机仿真不仅可以取代系统的许多繁琐的人工分析,减轻劳动强度,避免因为解析法在近似处理中带来的较大误差,还可以与实物调试相互补充,最大限度的降低设计成本,缩短开发周期。
$ k. v' C# J( W0 W! l本例采用经典的电流型控制器UC3843(与NCP1015 控制原理类似),搭建反激变换器。其中,变压器和环路补偿参数均采用上文的范例给出的计算参数。 p& v% M+ R R. z2 v( F
仿真测试条件:低压输入(90VAC,双路满载)
$ j$ z1 x' y( Y0 V. x+ z" G1.原理图
3 L u; ^: I7 \' B9 v/ t4 y5 @7 c' H9 a" K" H
, d3 Y$ ^/ m8 T' i" \' V* Q! z
图 17 仿真原理图( j6 S' @1 d0 }7 @# g+ {$ \. i
2. 瞬态信号时域分析
) W% b8 p* |2 J" S. R* d: ]2 x
( c9 R' z. }/ F% X
1 N7 k* S1 o9 G& m0 a- |从图 18 可以看出,最低Cbulk 上的最低电压为97.3V,与理论值98V 大致相符。
/ y, h" e& q4 y2 S9 S9 |5 h* k! }4 {0 c; D$ |- O3 r
. A9 T! `4 I5 R% J
$ V+ H& h: e& l, V' t- T/ U
3 d- f# E0 N7 ^" i5 z( q
/ f# S, ~* d5 P6 n& G
3 x5 p: A9 F$ M& V; h2 T& l/ A F0 A7 E( x8 p
, L- m5 o# P- c h& n" p
3 Q+ [* B- h$ n5 ~
; V' i4 ^2 g" {/ J N4 `3. 交流信号频域分析
/ h v8 _7 ^9 v, n
5 M1 U, f6 M" p; v l8 O1 \9 J! e9 V$ C% l
4 E- u0 r% u) B
' C+ u* w6 n) M+ T0 K) G
0 a# u$ D4 a+ D6 Y" i* R1 P# T0 D' |0 @' j/ N% _" B2 J
4. 动态负载波形测试
4 J) k, ] u7 v& y2 x$ U, N测试条件:低压输入,满载,主路输出电流0.1A---1A---0.1A,间隔2.5ms,测试输出电压波形。
0 b9 u6 W. [ I7 {
# i8 K5 v4 X; w7 ]: v
( b+ z# V8 r( a: q- c4 PCB 设计指导# g0 @* t9 u' H' t: n' A5 a4 H
1. PCB layout—大电流环路包围的面积应极可能小,走线要宽。
' B1 Y- \ A O5 S% Y. }( |# X& @
l' G2 e; j$ p1 `4 @1 u: U: S9 d9 o1 k% k7 {0 J
2. PCB layout—高频(di/dt、dv/dt)走线
! C' S; f1 C4 t4 [7 s! va. 整流二级,钳位吸收二极管,MOS 管与变压器引脚,这些高频处,引线应尽可能短,layout 时避免走直角;) P5 W- G1 s5 Z5 \; ]9 S9 K
b. MOS 管的驱动信号,检流电阻的检流信号,到控制IC 的走线距离越短越好;
' I8 m! l. F% N0 }, q4 Qc. 检流电阻与MOS 和GND 的距离应尽可能短。
w9 f% [8 v5 P3 A$ F0 `' k+ ?- r& ~
4 M) T7 }! H/ `* F7 Y* t2 L) c3. PCB layout—接地5 t% r4 w: S' _: _, [, V Q. R
初级接地规则:
- a" Y$ T9 z3 L# i% o) S: Ya. 所有小信号GND 与控制IC 的GND 相连后,连接到Power GND(即大信号GND);
/ Y! U' Y+ k) W/ }2 kb. 反馈信号应独立走到IC,反馈信号的GND 与IC 的GND 相连。
- q& G( o/ @+ p* `& T7 \6 [ S. R次级接地规则:
/ O7 R9 r4 l8 H- Ga. 输出小信号地与相连后,与输出电容的的负极相连;) E4 s8 W8 T# Y; ]% V9 n4 y9 v
b. 输出采样电阻的地要与基准源(TL431)的地相连。
. a0 U2 H. Y4 O) W% A' P7 N; p+ }8 r2 q5 t2 I) Q5 ~3 p8 l
& b2 u+ b, t7 Z& N+ L$ s) w \5. PCB layout—实例9 L# C! S& _. \" T9 s
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