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反激变换器的设计步骤

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    2019-11-21 15:51
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    [LV.1]初来乍到

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    1#
    发表于 2021-6-2 09:20 | 只看该作者 回帖奖励 |倒序浏览 |阅读模式

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    x
    1、概述
      t7 ]7 p( A6 h$ D% q开关电源的设计是一份非常耗时费力的苦差事,需要不断地修正多个设计变量,直到性能达到设计目标为止。本文step-by-step 介绍反激变换器的设计步骤,并以一个6.5W 隔离双路输出的反激变换器设计为例,主控芯片采用NCP1015。
    1 j! \% j7 S& Y2 c" L+ ?
    0 v' i' U% K# M$ G# O3 w: H# b

    ! `( [. u: p" _8 I" \8 s7 S基本的反激变换器原理图如图 1 所示,在需要对输入输出进行电气隔离的低功率(1W~60W)开关电源应用场合,反激变换器(flyback Converter)是最常用的一种拓扑结构(Topology)。简单、可靠、低成本、易于实现是反激变换器突出的优点。; L" p* _# r2 x5 b" W4 u
    2、设计步骤, B0 D1 r, F5 i8 I0 J  d0 |

    , A! Q( f' _* a& k; I) V
    , P! X9 L% |/ n. \接下来,参考图 2 所示的设计步骤,一步一步设计反激变换器5 t) q- F1 V8 P2 ]' R
    1.Step1:初始化系统参数  m4 U6 W# N4 @# Z8 A( m$ c, V
    ------输入电压范围:Vinmin_AC 及Vinmax_AC
    3 X1 k" x5 s& b8 a& W------电网频率:fline(国内为50Hz)
    1 U) l9 ^4 O7 [% ?, t------输出功率:(等于各路输出功率之和)5 E8 H% l9 `. F* \% \

    : c$ |! W9 f% }' X0 x/ A; r- q* v/ ?7 p: J% T: L. I- M* a  [) E
    ------初步估计变换器效率:η(低压输出时,η取0.7~0.75,高压输出时,η取0.8~0.85)根据预估效率,估算输入功率:
    " W7 R3 X& C0 t) P* g
    ! I4 p% W5 T) Q7 ^" C7 h7 l
    3 w3 u) X# L9 r0 q9 m+ I3 l/ ^8 j# P
    对多路输出,定义KL(n)为第n 路输出功率与输出总功率的比值:
    % @! P& f1 Y2 U. v
    ; Q0 w( T7 a2 I" I  _0 k& d0 V% I

    5 r6 H  [3 d& i单路输出时,KL(n)=1.
    6 q, W6 H1 U( Q; F/ B

    1 T! o+ k$ a/ |% A) [! E" R
    - }  u, _$ @3 N' I& v. Z3 T2. Step2:确定输入电容Cbulk9 ^- \( n. ~! M; |, ?2 F" T
    Cbulk 的取值与输入功率有关,通常,对于宽输入电压(85~265VAC),取2~3μF/W;对窄范围输入电压(176~265VAC),取1μF/W 即可,电容充电占空比Dch 一般取0.2 即可。
    : ~1 Z) \" g5 O/ B* m5 Y/ T1 o

    # d1 L6 d1 X! z: V. b
    ! O$ \% a8 U* W; s  b一般在整流后的最小电压Vinmin_DC 处设计反激变换器,可由Cbulk 计算Vinmin_DC:
    8 y3 Q$ t% X0 x( ^
    ! c" m6 i4 I0 J! o0 B  ~+ w/ w
    ! t4 ^, R0 I' J. H5 q
    ; J) R. p# K* t/ Q5 M
    $ u3 H- V6 \* V4 {! _4 H
    3. Step3:确定最大占空比Dmax+ h: a1 p: a4 m; o8 F4 J, `# D
    反激变换器有两种运行模式:电感电流连续模式(CCM)和电感电流断续模式(DCM)。两种模式各有优缺点,相对而言,DCM 模式具有更好的开关特性,次级整流二极管零电流关断,因此不存在CCM 模式的二极管反向恢复的问题。此外,同功率等级下,由于DCM模式的变压器比CCM 模式存储的能量少,故DCM 模式的变压器尺寸更小。但是,相比较CCM 模式而言,DCM 模式使得初级电流的RMS 增大,这将会增大MOS 管的导通损耗,同时会增加次级输出电容的电流应力。因此,CCM 模式常被推荐使用在低压大电流输出的场合,DCM 模式常被推荐使用在高压 小电流输出的场合。
    2 U8 `5 L! B* ~+ f7 E* W# r
    * F9 V: D+ ~- ?

    4 u2 R4 B: M% E* q0 T5 C& C% Y图 4 反激变换器
    : d0 o# E% j; x+ P5 ]对CCM 模式反激变换器而言,输入到输出的电压增益仅仅由占空比决定。而DCM 模式反激变换器,输入到输出的电压增益是由占空比和负载条件同时决定的,这使得DCM 模式的电路设计变得更复杂。但是,如果我们在DCM 模式与CCM 模式的临界处(BCM 模式)、输入电压最低(Vinmin_DC)、满载条件下,设计DCM 模式反激变换器,就可以使问题变得简单化。于是,无论反激变换器工作于CCM 模式,还是DCM 模式,我们都可以按照CCM模式进行设计。: C6 ]! D2 w0 q' d' y
    如图 4(b)所示,MOS 管关断时,输入电压Vin 与次级反射电压nVo 共同叠加在MOS的DS 两端。最大占空比Dmax 确定后,反射电压Vor(即nVo)、次级整流二极管承受的最大电压VD 以及MOS 管承受的最大电压Vdsmax,可由下式得到:
    ) t3 X' h8 V7 c# f. {

    - ^3 _- a2 w1 `8 b# M: C, F  g
    ; X; m7 F2 r1 V通过公式(5)(6)(7),可知,Dmax 取值越小,Vor 越小,进而MOS 管的应力越小,然而,次级整流管的电压应力却增大。因此,我们应当在保证MOS 管的足够裕量的条件下,尽可能增大Dmax,来降低次级整流管的电压应力。Dmax 的取值,应当保证Vdsmax 不超过mos管耐压等级的80%;同时,对于峰值电流模式控制的反激变换器,CCM 模式条件下,当占空比超过0.5 时,会发生次谐波震荡。综合考虑,对于耐压值为700V(NCP1015)的MOS管,设计中,Dmax 不超过0.45 为宜。
      ~! }# T  K9 J/ |- P* O
    2 i& u$ L8 `8 r( U1 O0 O5 f0 f( ^0 P
    / o/ m& U6 c* K9 S5 E1 E( q
    4. Step4:确定变压器初级电感Lm
    6 A$ T; u" R0 s) @对于CCM 模式反激,当输入电压变化时,变换器可能会从CCM 模式过渡到DCM 模式,对于两种模式,均在最恶劣条件下(最低输入电压、满载)设计变压器的初级电感Lm。由下式决定:
    , i8 e6 j5 `4 F' F3 g

    " k& s$ L0 _+ u  ^: w% y) n1 [0 N- x+ W$ G# j
    其中,fsw 为反激变换器的工作频率,KRF 为电流纹波系数,其定义如下图所示:6 B3 E, z! |6 G" m6 ]0 @$ ]

    : \* F, y3 e* V! W: B/ w' R$ `# R; X, v$ G) u/ a' _; z: e: H
    对于DCM 模式变换器,设计时KRF=1。对于CCM 模式变换器,KRF<1,此时,KRF 的取值会影响到初级电流的均方根值(RMS),KRF 越小,RMS 越小,MOS 管的损耗就会越小,然而过小的KRF 会增大变压器的体积,设计时需要反复衡量。一般而言,设计CCM 模式的反激变换器,宽压输入时(90~265VAC),KRF 取0.25~0.5;窄压输入时(176~265VAC),KRF 取0.4~0.8 即可。; |; \! p1 X4 e
    一旦Lm 确定,流过MOS 管的电流峰值IDSPeak 和均方根值Idsrms 亦随之确定:# i' ^9 z, A7 a' a2 }: m/ |

    : K5 J  a2 H6 R0 P$ b* m7 c9 H
    ! e/ x* q3 C! Z* z. g/ ^其中:
    * I* B0 P! I$ h6 [9 U3 I9 ?) @( F
    " X9 v8 z: g7 H

    ' D# }6 O& J9 ]' w设计中,需保证Idspeak 不超过选用MOS 管最大电流值80%,Idsrms 用来计算MOS 管的导通损耗Pcond,Rdson 为MOS 管的导通电阻。
    & D0 Y! L: C$ e: T5 X: S
    ! d! Q) N0 _$ R
      {& A- |1 Q% e+ B* n

    3 C, ?, d+ w" ]& X5 b# _
      h7 D* l" u6 A5. Step5:选择合适的磁芯以及变压器初级电感的匝数: `- n$ {% Z' e& n  y& N
    开关电源设计中,铁氧体磁芯是应用最广泛的一种磁芯,可被加工成多种形状,以满足不同的应用需求,如多路输出、物理高度、优化成本等。, H, f( l4 ?& F" k- j8 J( \) S
    实际设计中,由于充满太多的变数,磁芯的选择并没有非常严格的限制,可选择的余地很大。其中一种选型方式是,我们可以参看磁芯供应商给出的选型手册进行选型。如果没有合适的参照,可参考下表:
    2 i  G* ^' B8 t
    - w5 [6 e% y! k( i# S
    - k, J  x" _1 j7 P( G2 n

    $ d" I$ J6 X/ l2 V' c7 G! j7 Y* p" I& s
    选定磁芯后,通过其Datasheet 查找Ae 值,及磁化曲线,确定磁通摆幅△B,次级线圈匝数由下式确定:; w& v' |6 o' k2 e! v, N

      t0 {, L8 i- u/ G% B0 F5 G- C7 d% U4 U
    其中,DCM 模式时,△B 取0.2~0.26T;CCM 时,△B 取0.12~0.18T。3 M8 ~' f; l/ }& M1 v% m
    + F1 g( S8 O8 b

    0 h$ W6 t  O: b0 y$ j" w2 z

    ! v  G( @+ S; e' k1 i5 [. ?
    # F# m) X4 y( K6. Step6:确定各路输出的匝数
    * ~8 s1 G8 ?" ~, q先确定主路反馈绕组匝数,其他绕组的匝数以主路绕组匝数作为参考即可。主反馈回路绕组匝数为:! z3 U. d2 ]! }+ U7 F: v1 w
    1 @, G( p( t  E  v4 L
    , u  \& n# ~4 v& X5 g3 \* D
    则其余输出绕组的匝数为:
    " y8 \& x2 j% G+ u) p% J: \" ~+ I
    . N5 H! ]5 ?) T3 z$ q: j; O0 K) D6 M
    / Z4 _! b) ~7 }" u+ q
    辅助线圈绕组的匝数Na 为:
    8 v. {- E# Y8 R6 U% T* \
    ; X* j9 A+ @; p/ O* ]7 y" H" Y" n, O
    7 R+ P2 p5 i6 I8 N3 I+ C

    7 _; i. g" a& s% J2 `" I) q: e* U5 P9 Z1 ]
    7. Step7:确定每个绕组的线径! J+ }, M) }0 m9 ^" _% L
    根据每个绕组流过的电流RMS 值确定绕组线径。
    9 \# ~% ~! [( x' s3 }; @

    3 O2 ?# K0 _7 K' N' I* d, i: q
    0 P$ z* F' t" G* _1 R  T) T1 y初级电感绕组电流RMS:3 y' s+ ?4 m! X4 T

    ( g" d. K1 Q/ S+ p7 M0 a- d' ]% @! O9 A, Y7 L# @
    次级绕组电流RMS 由下式决定:
    ) u% J0 o0 s4 G3 p9 D, d' Z

    ( D5 }2 w2 [2 F4 w! `
    $ l% y% ?5 g& o6 qρ为电流密度,单位:A/mm2,通常,当绕组线圈的比较长时(>1m),线圈电流密度取5A/mm2;当绕组线圈长度较短时,线圈电流密度取6~10A/mm2。当流过线圈的电流比较大时,可以采用多组细线并绕的方式,以减小集肤效应的影响。
    : i% u+ P  B6 r$ O4 _; a5 U

    & d: _. ~5 @: n4 s7 x( e9 o
    8 L+ A$ H" E# T2 }# f3 }其中,Ac 是所有绕组导线截面积的总和,KF 为填充系数,一般取0.2~0.3.
    4 [4 Z: U# b* k9 I% ]( O) L2 n检查磁芯的窗口面积(如图 7(a)所示),大于公式 21 计算出的结果即可。
    7 t9 j, a- H2 R! l6 t. @/ g$ f) g
    3 n3 l! s# B  l1 E" B! o2 i

    , X$ D4 }3 g! C+ V! j8. Step8:为每路输出选择合适的整流管
    ; N4 ^  L% `  Y* G: v3 o8 O6 N+ V/ U' j每个绕组的输出整流管承受的最大反向电压值VD(n)和均方根值IDrms(n)如下:" z& [3 s7 E; p
    1 ^+ ^- X9 V$ V- l! T- E

    * Y& j* a6 f9 P4 w0 o& f6 c1 d; P  J% C选用的二极管反向耐压值和额定正向导通电流需满足:4 j+ `$ b1 L7 c& M$ e
    ' i7 g! y' s1 A3 S% X  o) ?( U
    ! x/ _" O  k1 F0 E

    ) V8 ~9 ?3 x5 r* \7 q$ N- a5 Z2 ]6 H2 ~/ g
    9. Step9:为每路输出选择合适的滤波器; K2 s& O6 K, m6 j% Y( `! o/ j
    第n 路输出电容Cout(n)的纹波电流Icaprms(n)为:) J3 \0 t+ _! @, H% o) d) ?5 X2 \8 \
    0 U- |1 w8 a( v+ ~# t
    ) S" i; l! F/ X8 i$ _4 y1 B
    选取的输出电容的纹波电流值Iripple 需满足:
    " z8 u4 }4 a' O
    3 n/ y0 A9 A9 v* m/ o5 s
    + s5 i, g7 I- j; N3 L8 T& o9 w
    输出电压纹波由下式决定:
    4 ?4 b4 r; F+ ?* U) y8 v& B- M' D

    , W  G" u9 I- Q& p- ~2 E  ~8 S' Y1 ^5 i, s
    有时候,单个电容的高ESR,使得变换器很难达到我们想要的低纹波输出特性,此时可通过在输出端多并联几个电容,或加一级LC 滤波器的方法来改善变换器的纹波噪声。注意:LC 滤波器的转折频率要大于1/3 开关频率,考虑到开关电源在实际应用中可能会带容性负载,L 不宜过大,建议不超过4.7μH。
    ! g) m$ n% ~9 r# E6 V4 ?* G
    + g. z  l/ K# A' Y* q

    ! n5 Q/ X0 U; H- H9 p  s9 S10. Step10:钳位吸收电路设计+ f  t0 F6 ^8 ^9 Q9 {
    如图 8 所示,反激变换器在MOS 关断的瞬间,由变压器漏感LLK 与MOS 管的输出电容造成的谐振尖峰加在MOS 管的漏极,如果不加以限制,MOS 管的寿命将会大打折扣。因此需要采取措施,把这个尖峰吸收掉。/ J, r/ i1 T# N8 `/ j

    ) F& p) e# y8 ]0 H' L1 X+ @
    , b& e7 \) G$ Q5 `: s8 f反激变换器设计中,常用图 9(a)所示的电路作为反激变换器的钳位吸收电路(RCD钳位吸收)。8 ~+ @2 I2 _: Z: O
    RClamp 由下式决定,其中Vclamp 一般比反射电压Vor 高出50~100V,LLK 为变压器初级漏感,以实测为准:# v1 v: Q  j0 {+ l0 g

    ; k, C7 H8 Q. a8 x  ~- x
    8 }; c2 U" s+ y% N# |  r) U
    4 t6 i; l3 k, d" y7 C6 r- y8 r+ B$ |+ @

    ( G' [( i- u- q9 y& m图 9 RCD 钳位吸收5 a2 ?% s4 R0 ?% r% M$ L
    CClamp 由下式决定,其中Vripple 一般取Vclamp 的5%~10%是比较合理的:5 I( x4 l4 D4 U+ l( @% h9 Q7 R

    7 k4 ?! D" S$ N1 B; Q, S3 u2 D1 G5 D: u4 W. X. l+ J
    输出功率比较小(20W 以下)时,钳位二极管可采用慢恢复二极管,如1N4007;反之,则需要使用快恢复二极管。  N' D$ s* Z- Y8 [: i+ u

    % ~. @& P, S4 n6 ~
    8 N- i* {1 X/ d2 z" S11. Step11:补偿电路设计
    4 ?) j% k! s/ ?8 W6 H1 O3 [0 }开关电源系统是典型的闭环控制系统,设计时,补偿电路的调试占据了相当大的工作量。目前流行于市面上的反激控制器,绝大多数采用峰值电流控制控制模式。峰值电流模式反激的功率级小信号可以简化为一阶系统,所以它的补偿电路容易设计。通常,使用Dean Venable提出的Type II 补偿电路就足够了。
    # _' w+ S7 {$ `) {+ F% ^! Z3 }在设计补偿电路之前,首先需要考察补偿对象(功率级)的小信号特性。
    ; S& R+ e1 C- z. I1 W如图8 所示,从IC 内部比较器的反相端断开,则从控制到输出的传递函数(即控制对象的传递函数)为:; e  D3 t" c9 f% G5 m

    5 H$ m- a/ C4 o
    / [. b6 t- @; ^6 c+ B$ n
    ) U; \% f* u7 B3 Q! i7 j2 T

    ( c2 v/ Z9 l) {6 _  d3 k附录分别给出了CCM模式和DCM模式反激变换器的功率级传递函数模型。NCP1015工作在DCM 模式,从控制到输出的传函为:; T! u, p9 j4 c8 y
    1 R  m8 a8 z8 j4 t8 o8 @7 X

    " O( i! D! j2 D: M$ \7 E其中:
    3 @- w8 I3 a: R* f6 j# Q
    ' C; ?* |* u/ a1 ~

    ' z  S+ A8 {5 L$ ^" a0 `# D! d# rVout1 为主路输出直流电压,k 为误差放大器输出信号到电流比较器输入的衰减系数(对NCP1015 而言,k=0.25),m 为初级电流上升斜率,ma 为斜坡补偿的补偿斜率(由于NCP1015内部没有斜坡补偿,即ma=0),Idspeak 为给定条件下初级峰值电流。于是我们就可以使用Mathcad(或matlab)绘制功率级传函的Bode 图:
    & `( d4 A7 O. w" G) T
    " O* b/ |% b' ]: d2 _4 b& [" R) W

    + [2 ]: b1 S' \* |4 s4 o在考察功率级传函Bode 图的基础上,我们就可以进行环路补偿了。
    - g) Q. u, ^7 O, Q前文提到,对于峰值电流模式的反激变换器,使用Dean Venable Type II 补偿电路即可,典型的接线方式如下图所示:2 Q7 P3 i. ?' _5 u
    9 q3 n! y9 K2 O) o9 D8 C

    0 t: W- G2 o( M  ]% a通常,为降低输出纹波噪声,输出端会加一个小型的LC 滤波器,如图 10 所示,L1、C1B 构成的二阶低通滤波器会影响到环路的稳定性,L1、C1B 的引入,使变换器的环路分析变得复杂,不但影响功率级传函特性,还会影响补偿网络的传函特性。然而,建模分析后可知:如果L1、C1B 的转折频率大于带宽fcross 的5 倍以上,那么其对环路的影响可以忽略不计,实际设计中,建议L1 不超过4.7μH。于是我们简化分析时,直接将L1直接短路即可,推导该补偿网络的传递函数G(s)为:0 W& E# i4 [3 L6 ]

    7 g  N- J0 K/ e, k9 d) q) d/ I, q
    其中:. C. N% y: l9 }8 [/ h0 h- o
    # L" L, e5 b, W  z
    3 m2 D# r5 i: Y% y' d
    CTR 为光的电流传输比,Rpullup 为光耦次级侧上拉电阻(对应NCP1015,Rpullup=18kΩ),Cop 为光耦的寄生电容,与Rpullup 的大小有关。图 13(来源于Sharp pc817 数据手册)是光耦的频率响应特性,可以看出,当RL(即Rpullup)为18kΩ时,将会带来一个约2kHz左右的极点,所以Rpullup 的大小会直接影响到变换器的带宽。, x! o! ^% V4 C; d

    0 y! n0 v% [3 `' l2 n* ?
    $ P. g" L9 X* {# H4 W1 D; _k Factor(k 因子法)是Dean Venable 在20 世纪80 年代提出来的,提供了一种确定补偿网络参数的方法。
    : h. _1 l; P- B# F: [* N4 q
    . U. c( i- z, l3 @$ W* N& C* x( `" ^

    ' R% I" Z5 }, P+ o0 R9 H如图 14 所示,将Type II 补偿网络的极点wp 放到fcross 的k 倍处,将零点wz 放到fcross的1/k 处。图 12 的补偿网络有三个参数需要计算:RLED,Cz,Cpole,下面将用k Factor 计算这些参数:4 v% v6 v6 ?% p+ m

    # ~& A3 h4 S+ e! l
    0 `0 ]8 s5 F% y7 [8 w4 `' B-------确定补偿后的环路带宽fcross:通过限制动态负载时(△Iout)的输出电压过冲量(或下冲量)△Vout,由下式决定环路带宽:
    " r! j5 v( H. u. @: q9 b

    & e' E0 K: T7 i4 b. N
    + a% I9 ~7 q  m: f* S-------考察功率级的传函特性,确定补偿网络的中频带增益(Mid-band Gain):5 D& I- r- \  q! O' ^, c

    9 ]+ w; i! d) w) C9 T8 L3 f
    ! P. h& @3 u; ~8 [) o5 x( s-------确定Dean Venable 因子k:选择补偿后的相位裕量PM(一般取55°~80°),由公式 32 得到fcross 处功率级的相移(可由Mathcad 计算)PS,则补偿网络需要提升的相位Boost 为:- z% }% Z% S3 L% o7 a" L
    - j( }$ x5 _2 }& m0 r

    / n' s  T+ k+ A+ I6 a$ `则k 由下式决定:/ ^- z- l5 d9 H& ~( J9 ?7 b& g; e

    % y2 n  `( `- y& L1 z( h+ G  v& ^- t# P* D2 ^; H, _7 U% o
    -------补偿网络极点(wp)放置于fcross 的k 倍处,可由下式计算出Cpole:! H* ?/ I4 o3 `: [5 s3 c
    # h! @3 D5 n4 @# Z& t# Y4 B7 ?; v3 F
    3 V0 @7 O7 `3 L! o
    -------补偿网络零点(wz)放置于fcross 的1/k 倍处,可由下式计算出Cz:
    - _) n4 _8 G  c

    * b, B  z! W9 X0 P1 S4 U
    ! K- {% d* s9 d+ }9 o

    , I5 Z% ?0 n2 C. s" r7 Z& o" _/ {  n0 ?/ y3 p
    2 I  M% N, v+ Y! [  S

    1 G; P) L/ ?, f3 @3 仿真验证- j' H8 Y- ^* C2 A
    计算机仿真不仅可以取代系统的许多繁琐的人工分析,减轻劳动强度,避免因为解析法在近似处理中带来的较大误差,还可以与实物调试相互补充,最大限度的降低设计成本,缩短开发周期。
    ' k& N4 y" F4 t' r1 x, u7 k本例采用经典的电流型控制器UC3843(与NCP1015 控制原理类似),搭建反激变换器。其中,变压器和环路补偿参数均采用上文的范例给出的计算参数。
    + G" {& v: G: r( z$ S( N仿真测试条件:低压输入(90VAC,双路满载): V4 b# D/ Y$ L- K: N' @5 u2 q
    1.原理图  K8 M$ e3 a. o2 ]$ |, ]
    - T% [: k) ]8 L% D& M
      S; T2 g7 S+ |& G' k
    图 17 仿真原理图
    : Y% x  I1 m- e6 L6 ?2. 瞬态信号时域分析
    ; d& ]) o: Q8 |% y
    3 g  ]9 B2 k# }. F

    5 J& P- U/ C& W. u; N2 t) i4 `从图 18 可以看出,最低Cbulk 上的最低电压为97.3V,与理论值98V 大致相符。, |! u5 L  m3 @' |& e& y/ c+ u
    9 d- @, r' J4 A# L% u) y( ^$ v- o
    / q4 v5 [  f6 |: N
    5 F7 U7 F" @1 M. ]0 i7 ]
    / Z# f: ^5 d/ ~% F

    8 m' s% ~3 Y) h- V* M) i( ]' K* Q) s- U! R2 T* \5 s8 @
    4 m) p3 }& W6 b
    ( d- b4 Y+ R( ^2 u4 s

    + y1 W5 X/ l* v& n6 g$ V7 e& g) Y$ ?/ l8 e4 e) J2 u
    3. 交流信号频域分析' v7 j7 T! Q1 I7 f1 c

    & `$ @+ D7 C3 {5 R* T: T; Q6 z" d; B+ |, q( V. M# {- o
    8 E: i% b  K4 @; X
    $ {6 w  c  Z' V

    ' F9 S9 C- F1 y( }# U. @! r1 m. N
    4. 动态负载波形测试
    0 ^1 p. O' z9 c: l$ d, Y0 d测试条件:低压输入,满载,主路输出电流0.1A---1A---0.1A,间隔2.5ms,测试输出电压波形。) O" E4 {/ `6 G+ h# u" Y
    " [0 k: Y( V" Z5 l- I# B2 G
    # R: h& a+ U, ~9 G
    4 PCB 设计指导
    & M" E' _* z% n# O4 H1. PCB layout—大电流环路包围的面积应极可能小,走线要宽。
    3 M' T1 b! T; x2 s

    - z" o; o, j& l8 v! z  w( N7 j5 [9 T" T- f3 D
    2. PCB layout—高频(di/dt、dv/dt)走线& u4 N9 J" \9 _8 w- e
    a. 整流二级,钳位吸收二极管,MOS 管与变压器引脚,这些高频处,引线应尽可能短,layout 时避免走直角;2 p& E! Q4 w% \4 p
    b. MOS 管的驱动信号,检流电阻的检流信号,到控制IC 的走线距离越短越好;; r  }8 ^/ e6 l" ~0 n
    c. 检流电阻与MOS 和GND 的距离应尽可能短。3 K, _( w: u* _& e
      D. K* Z# t% M
    0 n, d' p/ q: R3 ]9 z
    3. PCB layout—接地
    1 h, j7 W& u3 i$ @7 V! E6 i1 f5 M初级接地规则:/ P, H5 _# E2 W# t% @9 y# I
    a. 所有小信号GND 与控制IC 的GND 相连后,连接到Power GND(即大信号GND);
    4 q4 a, q1 o/ o; S  Rb. 反馈信号应独立走到IC,反馈信号的GND 与IC 的GND 相连。  Z0 i6 {4 w" V/ A5 z7 a' E2 P9 d
    次级接地规则:
    ; C2 Y3 _' r. b9 ka. 输出小信号地与相连后,与输出电容的的负极相连;
    3 U4 R3 s6 }3 ]  N5 ?b. 输出采样电阻的地要与基准源(TL431)的地相连。
    3 t  j  F* Z9 Y/ b& ^* p

    2 n/ M; v8 T, ~& @0 q( b* w8 m, P5 f0 R
    5. PCB layout—实例
    ) O, Q4 J/ r: b' n- h. ]: G
    : X- x% J2 h: }( }/ J8 r. Z, q
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    开心
    2020-8-4 15:07
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    [LV.1]初来乍到

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    发表于 2021-6-2 10:45 | 只看该作者
    反激变换器有两种运行模式:电感电流连续模式(CCM)和电感电流断续模式(DCM)。两种模式各有优缺点,相对而言,DCM 模式具有更好的开关特性,次级整流二极管零电流关断,因此不存在CCM 模式的二极管反向恢复的问题。
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    2019-11-26 15:20
  • 签到天数: 1 天

    [LV.1]初来乍到

    3#
    发表于 2021-6-2 11:12 | 只看该作者
    反激变换器有两种运行模式:电感电流连续模式(CCM)和电感电流断续模式(DCM)。两种模式各有优缺点,相对而言,DCM 模式具有更好的开关特性,次级整流二极管零电流关断,因此不存在CCM 模式的二极管反向恢复的问题。此外,同功率等级下,由于DCM模式的变压器比CCM 模式存储的能量少,故DCM 模式的变压器尺寸更小。

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    4#
    发表于 2021-6-2 11:14 | 只看该作者
    开关电源设计中,铁氧体磁芯是应用最广泛的一种磁芯,可被加工成多种形状,以满足不同的应用需求,如多路输出、物理高度、优化成本等。
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