如何为DC-DC升压转换器选择合适的电感值

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如何为DC-DC升压转换器选择合适的电感值

升压拓扑结构在功率电子领域非常重要，但是电感值的选择并不总是像通常假设的那样简单。在dc-dc升压转换器中，所选电感值会影响输入电流纹波、输出电容大小和瞬态响应。选择正确的电感值有助于优化转换器尺寸与成本，并确保在所需的导通模式下工作。本文讲述的是在一定范围的输入电压下，计算电感值以维持所需纹波电流和所选导通模式的方法，并介绍了一种用于计算输入电压上限和下限模式边界的数学方法，还探讨了如何使用安森美半导体的WebDesigner™在线设计工具来加速这些设计步骤。

Conduction Mode

导通模式

升压转换器的导通模式由相对于直流输入电流(IIN)的电感纹波电流峰峰值(ΔIL)的大小决定。这个比率可定义为电感纹波系数(KRF)。电感越高，纹波电流和KRF就越低。

(1) ，

! ~+ ?- C6 k! K9 \* a其中

(2)

在连续导通模式(CCM)中，正常开关周期内，瞬时电感电流不会达到零(图1)。因此，当ΔIL小于IIN的2倍或KRF <2时，CCM维持不变。MOSFET或二极管必须以CCM导通。这种模式通常适用于中等功率和高功率转换器，以最大限度地降低元件中电流的峰值和均方根值。当KRF > 2且每个开关周期内都允许电感电流衰减到零时，会出现非连续导通模式(DCM)(图2)。直到下一个开关周期开始前，电感电流保持为零，二极管和MOSFET都不导通。这一非导通时间即称为tidle。DCM可提供更低的电感值，并避免输出二极管反向恢复损耗。

图1 – CCM 运行

: Y9 E. |1 e: O0 B

6 B; _" |' @+ e" f) y图2 – DCM 运行

当KRF = 2时，转换器被认为处于临界导通模式(CrCM)或边界导通模式(BCM)。在这种模式下，电感电流在周期结束时达到零，正如MOSFET会在下一周期开始时导通。对于需要一定范围输入电压(VIN)的应用，固定频率转换器通常在设计上能够在最大负载的情况下在指定VIN范围内，以所需要的单一导通模式(CCM或DCM)工作。随着负载减少，CCM转换器最终将进入DCM工作。在给定VIN下，使导通模式发生变化的负载就是临界负载(ICRIT)。在给定VIN下，引发CrCM / BCM的电感值被称为临界电感(LCRIT)，通常发生于最大负载的情况下。

' Q- ~3 j# t# z) C( k" Z+ z: U

纹波电流与VIN

众所周知，当输入电压为输出电压(VOUT)的一半时，即占空比(D)为50%时(图3)，在连续导通模式下以固定输出电压工作的DC-DC升压转换器的电感纹波电流最大值就会出现。这可以通过数学方式来表示，即设置纹波电流相对于D的导数(切线的斜率)等于零，并对D求解。简单起见，假定转换器能效为100%。

+ i+ {4 F) q9 ^1 K

根据

(3)、

" O0 Q9 Z* |" e; h3 R6 `4 x) N (4) 和

5 ]0 c7 J6 t0 E! L9 K4 Q. n, O+ I6 K (5),

" C, V& j6 _$ V6 C# \  ?/ h并通过CCM或CrCM的电感伏秒平衡

(6),

则

" g4 T2 n2 ]: m% ~4 \: y- l

(7).
! n4 l2 c: Z2 w" V! Y1 T　　

将导数设置为零,

(8)
" g, e$ ]+ ?; r) r8 j　　

我们就能得出

6 V/ R' ~+ d4 d. |

(9).

图3 – CCM中的电感纹波电流

CCM工作

为了选择CCM升压转换器的电感值(L)，需要选择最高KRF值，确保整个输入电压范围内都能够以CCM工作，并避免峰值电流受MOSFET、二极管和输出电容影响。 然后计算得出最小电感值。KRF 最高值通常选在0.3和0.6之间，但对于CCM可以高达2.0。 如前所述，当D = 0.5时，出现纹波电流ΔIL最大值。那么，多少占空比的情况下会出现KRF最大值呢? 我们可以通过派生方法来求得。

  A2 O( D" w/ Y

假设η = 100%， 则

(10),
8 @3 |8 S9 u4 O2 d) R0 }　　

然后将(2)、(6)、(7) 和 (10) 代入(1) ，得出:

(11)

) Q1 D! l, |, f, ~( t& I" e (12).
　　

对D求解，可得

(13).

D = 1这一伪解可被忽略，因为它在稳态下实际上是不可能出现的(对于升压转换器，占空比必须小于1.0)。因此，当D =⅓或VIN = ⅔VOUT时的纹波因数KRF最高，如图4所示。使用同样的方法还能得出在同一点的最大值LMIN、LCRIT和ICRIT。

5 A7 G; {+ A1 {+ R/ ~4 [; S

图4 – 当D =⅓时CCM纹波系数KRF最高值

1 l3 @5 I5 \* H. g# |4 i5 ?

对于CCM工作，最小电感值(LMIN)应在最接近⅔ VOUT的实际工作输入电压(VIN(CCM))下进行计算。根据应用的具体输入电压范围，VIN(CCM)可能出现在最小VIN、最大VIN、或其间的某个位置。解方程(5)求L，并根据VIN(CCM)下的KRF重新计算，可得出

(14)，
4 ]0 _- d: y  Z. d- G! ]  

其中VIN(CCM)为最接近⅔VOUT的实际工作VIN。
6 R: v- `) {/ ]7 |( g　

对于临界电感与VIN 和IOUT的变化，KRF = 2，可得出

5 X4 J; C" R2 l( p2 j4 i+ T

(15).
　　

在给定VIN 和L 值的条件下，当KRF = 2时，即出现临界负载(ICRIT)：

7 N2 ^# C+ Y7 p& [2 W) {7 s, l

(16)
! J3 B* U2 C* {0 J- O- v: f　　

DCM工作

如图5所示，在一定工作VIN和输出电流(IOUT)下的电感值小于LCRIT时，DCM模式工作保持不变。对于DCM转换器，可选择最短的空闲时间以确保整个输入电压范围内均为DCM工作。tidle最小值通常为开关周期的3%-5%，但可能会更长，代价是器件峰值电流升高。然后采用tidle最小值来计算最大电感值(LMAX)。 LMAX必须低于VIN范围内的最低LCRIT。对于给定的VIN，电感值等于LCRIT(tidle= 0)时引发CrCM。

图5 – LCRIT 与标准化VIN 的变化

# ^# @3 ]# D3 T2 i& f4 _

为计算所选最小空闲时间(tidle(min))的LMAX，首先使用DCM伏秒平衡方程求出tON(max)(所允许的MOSFET导通时间最大值)与VIN的函数，其中tdis为电感放电时间。

. o. T& v5 Q  n+ L

(17)，

( R- q0 A( M5 @其中

(18)
3 a8 Y) w9 o7 |& M; V1 E& y4 \　　

可得出

(19).
　　

平均(直流)电感电流等于转换器直流输入电流，通过重新排列(17)，可得出tdis相对于tON的函数。简单起见，我们将再次假设PIN = POUT。

(20) ，
   

其中

# d+ m% }3 G) B8 i2 t8 Y. R (21).
　　

将方程(3)、(5)、(10)、(19)和(21)代入(20)，求得VIN(DCM)下的L

: B, z. J. }4 Q4 A

(22).
3 J  I3 c$ U% D7 i( L" q: L3 G　　

LMAX遵循类似于LCRIT 的曲线，且同在VIN = ⅔VOUT时达到峰值。为确保最小tidle，要计算与此工作点相反的实际工作输入电压(VIN(DCM))下的最低LMAX值。根据应用的实际输入电压范围，VIN(DCM)将等于最小或最大工作VIN。若整体输入电压范围高于或低于⅔ VOUT(含⅔ VOUT)，则VIN(DCM)是距⅔ VOUT最远的输入电压。若输入电压范围覆盖到了⅔ VOUT，则在最小和最大VIN处计算电感，并选择较低(最差情况下)的电感值。或者，以图表方式对VIN进行评估，以确定最差情况。

1 A- S& x+ P2 h) [/ L  P

输入电压模式边界

当升压转换器的输出电流小于ICRIT与VIN的最大值时，如果输入电压增加到高于上限模式边界或下降到低于下限模式边界，即IOUT大于ICRIT时，则将引发CCM工作。而DCM工作则发生于两个VIN的模式边界之间，即IOUT小于ICRIT时。要想以图表方式呈现VIN下的这些导通模式边界，在相同图表中绘制临界负载(使用所选电感器)与输入电压和相关输出电流的变化曲线。然后在X轴上找到与两条曲线相交的两个VIN值(图6)。

6 _! \) x( I7 Q, q- V! d

图6 – 输入电压模式边界

! W0 A; ]& u6 H4 f8 o# y, e( n

要想以代数方式呈现VIN的模式边界，首先将临界负载的表达式设置为等于相关输出电流，以查找交点：

% l4 }; b5 X4 G. t8 W& P

(23).
　　

这可以重写为一个三次方程，KCM可通过常数计算得出

(24)
# r. V+ K8 ?( I" v% I5 x   

其中

# @3 t7 p' f/ j1 v" m4 ]( v (25).
　　

这里，三次方程通式x3 + ax2 + bx + c = 0的三个解可通过三次方程的三角函数解法得出[1] [2]。在此情况下，x1项的“b”系数为零。我们将解定义为矢量VMB。

0 M! j# k+ y$ P

我们知道

. {* {6 E: ?# F: M

(26)、

/ j9 c- ]5 I. G! h! C (27)、
9 S: H" K% [* e1 s+ g  

以及

(28),

& C, M- B' Q2 Q0 a2 X

(29).

7 A0 }# I, q: I4 r! Q+ X由于升压转换器的物理限制，任何VMB ≤ 0或VMB > VOUT的解均可忽略。两个正解均为模式边界处VIN的有效值。

$ k, ]  a1 Y1 L9 C) l$ [

模式边界 – 设计示例

我们假设一个具有以下规格的DCM升压转换器：

VOUT = 12 V

IOUT = 1 A

L = 6 μH

FSW = 100 kHz

首先，通过(25)和(28)计算得出KCM和θ：

6 R& O$ O' w2 N; [8 H% C# ^" L

将VOUT和计算所得的θ值代入(29)，得出模式边界处的VIN值：

忽略伪解(-3.36 V)，我们在4.95 V和10.40 V得到两个输入电压模式边界。这些计算值与图7所示的交点相符。

* H9 R; g$ F" `

6 s$ K, G# t, ]- I% e图7 – 计算得出的模式边界

2 B! n5 o5 ~: Z, j5 b

采用WebDesigner™ Boost Powertrain加速设计

对于不同的升压电感值，手动重复进行这些设计计算可能会令人厌烦且耗费时间。复杂的三次方程也使输入电压模式边界的计算相当繁琐且容易出错。通过使用安森美半导体的WebDesigner™等在线设计工具，就能更轻松并显著地加速设计工作。 Boost Powertrain设计模块(图8)会自动执行所有这些计算(包括实际能效的影响)，并根据您的应用要求推荐最佳电感值。您可以从广泛的内置数据库中选择真正的电感器部件值，或者输入您自己的定制电感器规格，立即就能计算得出纹波电流和模式边界、及其对输出电容、MOSFET、二极管损耗、以及整体能效的影响。

' |) l: N) y( M8 {图8 - WebDesigner™ Boost Powertrain

9 J: @. \5 ^, _  D

可点击此处获取WebDesigner Boost Powertrain设计工具。

* j( C# Y- L* x: I7 `' f) z! O

结论

电感值会影响升压转换器的诸多方面，若选择不当，可能会导致成本过高、尺寸过大、或性能不佳。通过了解电感值、纹波电流、占空比和导通模式之间的关系，设计人员就能够确保输入电压范围内的所需性能。

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