50A/220V全负载范围软开关电站操作电源功率模块设计探讨

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50A/220V全负载范围软开关电站操作电源功率模块设计探讨

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8 L/ `5 [0 Z/ F" l(1)关键字：软开关 电源 模块

1.概述

    发电厂及变电站大容量直流系统组屏时充电模块多采用10A或20A高频模块，而在大容量系统中这样用会造成模块数量众多，组屏面数增加，故障点增多。所以，急需研制一种大容量的电源功率模块来解决这些问题。基于此而研发了一种50A/220V全负载范围软开关电站操作电源功率模块，该模块具有以下技术特点：

    ⑴采用全桥变换电路拓扑，输出功率大；
    ⑵移相软开关技术，实现ZVS＋ZCS-PWM，开关损耗小、效率高，附加元件少；
. ?# K# X- s# z0 ?6 y8 P+ T' u    ⑶特殊技术使软开关条件与负载大小无关（全范围软开关）、减小环流和占空比丢失；
    ⑷模块并联互备份、先进均流技术，可靠均流、热拔插；
    ⑸采用先进功率器件，提高效率、可靠性、降低成本；
    ⑹高频开关工作，低噪声，小体积；
    ⑺采用高频输出整流技术，减小损耗；
/ D  [  b- Y: B; ~    ⑻采用高频损耗低、居里点高的磁性材料，降低铁损；
8 x0 R- e: R; T# k/ E    ⑼采用无源功率因数校正（PFC）技术，以提高功率因数；
    ⑽采用EMI电路，减小差模&共模干扰，改善EMI环境；
. Q( u, T+ k& z1 r: Y# ^    ⑾采用专用控制集成芯片，电路实现简洁。

2.  相关技术背景简介

2.1无源功率因数校正与输入EMI
                                                         
    电源功率因数（PF）为：              ⑴

    即谐波因数（失真因数）γ与相移因数的乘积。
    对现代功率变换电路，；但谐波严重时，如不采取措施，则γ=0.5～0.8。
. y6 ?1 D1 n* x: q; W6 ?    PFC分无源型、有源型。无源PFC实际上在输入整流后，采用LC滤波电路来抑制电流谐波。而且，通过增大电感、减小电容可提高输入功率因数。当电感为无穷大时，三相电路的谐波因数γ≈0.955。实际上，电感足够大，即可满足PF要求。图2为三相无源PFC的PF值与电感标幺值的关系曲线。
    如：当 时，PF≈γ≈0.94,。

    由于，从PFC要求的角度，电容可以很小。因此，只要电容的取值满足直流纹波的要求即可。

    仿真和以前产品实验也说明，满足项目要求的PF≧0.92，具有较小电感L的无源PFC技术就可以满足。 设计时应采用特殊的整流技术、滤波电感和电容。

    电源输入的非线性引起的主要是低频谐波干扰。高频电磁干扰是开关电源EMI的另一类主要形式。它指150kHz—30MHz的高频传导干扰。分两类：

    差模干扰：高频器件开关引起的输入线之间的干扰；
    共模干扰：即功率器件、变压器与机壳地之间的漏电流引起的输入线与机壳地之间的干扰。

电源中采用了差模共模EMI网络，滤除电源高频干扰。其典型结构如图2所示

图2 单相和三相三线制电路的差模共模EMI网络典型结构

    另外，在功率器件、变压器与机壳地之间采用法拉地屏蔽器、主功率变换采用软开关技术及优化输入电感滤波网络设计，也可以显著增强电源的抗高频干扰性能。

2.2  移相全桥软开关DC/DC变换

2.2.1 基本全桥PWM变换器及其控制

    全桥变换器适用于中大功率应用。图3是基本电路结构和控制策略。

(a)                                        (b)

图3  全桥PWM DC/DC变换器基本电路结构和控制策略

(a) 基本电路结构, (b) 控制策略

2.2.2  基本移相控制ZVS-PWM DC/DC全桥变换器原理简述

    全桥变换器的软开关技术，对降低损耗和提高频率具有很好的实用价值。移相控制零电压开关PWM变换器利用变压器的漏感或原边串联电感和功率管的寄生电容或外接电容实现零电压开关。电路结构及主要波形如图4所示。

             
/ X' _7 o, z: G% y7 @6 t4 i! y) p(a)                                     (b)
( `9 |$ l% m7 m1 M图4  全桥移相ZVS-PWM变换器电路结构(a)及控制策略(b)

    其中，LR、C可以是漏感、寄生电容

    该电路的特点：功率大、频率高、效率高（软开关）、定频控制、附加元件少、专用芯片、实现方便。
4 a$ g( A+ Z0 O9 |) ^ZVS的电流转换过程表示在图5中。电流的方向用实心箭头表示在图中。

       (a) 初始状态（功率传送期）                      ( b) 工作波形

(c)右臂换流（ZVS关） (d)钳位续流期（ZVS开） (e)左臂换流（ZVS关）  (f) 功率传送期（ZVS开）

图5  FB-ZVS-PWM软开关过程分析

2.2.3　控制方法

    ⑴采用专用芯片，主要控制的设计内容如下：
    ①移相PWM脉冲形成电路芯片：UC3879；
    ②ZVS条件、电流+电压双环控制，适当调节，如PI；
    ③检测、隔离、反馈、参考信号、调节；
    ④驱动电路；
    ⑤同步、频率比较、外部控制接口；
    ⑥保护告警、指示；
    ⑦辅助电源。

    ⑵芯片简介
    芯片UC3879的框图如图6所示。

0 D  U4 }1 ^% t/ Q& l图6  UC3879方框图

    该芯片有以下特点：
+ }; @' _9 Z+ @9 R     ①独立可编程开通延时、零延时；
     ②电压、电流控制模式均可；
, u! C: a, k: U; I     ③高频化：实用的开关频率可达300kHz ，误差放大器带宽达10MHz ；
9 L, y; k0 d% {3 J+ m     ④四个图腾柱结构，输出驱动电流达100mA ；
: m- k: z8 E3 N5 k+ f     ⑤时钟同步信号输入/输出方便；
     ⑥快速保护功能，含欠压锁定、过流保护等；
     ⑦可方便实现移相、定频、软开关变换器中的诸多功能。

2.2.4 软开关的实现条件

    由于谐振电容（结电容+分布电容）能量为      ⑵
; s! o. k* P$ b5 D, p谐振电感（漏感+外加电感）能量为         　　　　　　　　　　⑶

    为实现ZVS，必须满足一定的电感储能。

    两个桥臂在软开关的实现条件上存在差异，超前臂容易实现而滞后臂困难。 特别是轻载时，滞后臂开关的ZVS开关条件更难满足。

2.2.5  基本FB-ZVS-PWM的问题与对策

6 p5 c  b/ t4 `

    ⑴问题
! H. s& e1 [2 [% `4 T$ W    ①较大负载范围内（滞后臂）的ZVS条件（前已提及）。
1 _+ v8 O" R% f- t    ②占空比损失

    产生于电流+/-过渡时刻，原边电压不能到达副边，V2=0。而且，漏感Lr越大，占空比丢失越严重；输入电压越低，占空比丢失也越严重。如果为使输出电压保持不变而改变原副边匝比，则原边电流增加，开关管电流峰值增加，通态损耗加大。同时，使副边整流管电压应力增加。
    ③环流降低效率，本结构特有，但可减小。

    ⑵可以采取的解决方案
    ①增大谐振电感或采用饱和电感

    (a) 增大谐振电感。在一定负载范围内实现ZVS，考虑和副边寄生电容的震荡，谐振电感值不能太大，它的引入导致副边占空比丢失加剧，尤其是输入电压最低，负载最大时，占空比丢失最厉害。
    (b)采用饱和电感。不仅可以改善滞后臂的ZVS条件、减少部分占空比的丢失，而且，能使输出二极管寄生电容的振荡大大减小，减小能量循环。但是饱和电感磁芯上有损耗问题。

    ②利用激磁电感

    谐振电感Lr一定,则需要一个最小I2电流来保证谐振电感Lr中有足够能量[见式（3）]可实现ZVS。因此，可增加激磁电流Im来实现ZVS。使用这种方法使原边电流增加了，从而会提高导通损耗和变压器损耗。并且当轻载时，会使变换器效率变得很低。

    ③利用输出电感能量获得宽ZVS范围

    滞后臂ZVS更困难的原因在于：滞后臂换流期间，输出滤波电感未参与谐振。

    采用磁放大器方式实现ZVS的拓扑如图9所示。此种方法下是通过调节副边磁放大器开关时间而不是原边相移来控制电压输出，减小了副边寄生振荡。

    采用这种控制方式，原边为开环控制，固定相移，同时激磁电感被利用来实现轻载下的软开关。缺点是饱和电感中有磁损。

(a)                        (b)

    图9 利用输出电感及磁放大器获得宽ZVS范围

    ④辅助网络

辅助网络常用于加在滞后臂上，因为滞后桥臂实现零电压开关比较困难，如图10所示。这类电路能在任意负载和输入电压内实现零电压开关，并且大大减小占空比丢失。

（a）利用电感和大电容     （b）利用LC电路

（a）                        (b)

图10 几例辅助网络拓扑

    在以上网络中，滞后臂开关时，漏感电流和辅助电路的电感电流同时给结电容充放电，从而在较宽负载范围内实现滞后臂的软开关。辅助电路电感和电容的电流、电压应力均与负载无关，且较小。在（a）中，需要两个容量很大的电解电容。而达到同样目的，（b）中只使用了一个容量很小的隔直电容。辅助电路中两个大电容可由辅助开关管代替。

    ⑤负载自适应控制

    根据负载可自动调整死区时间，有利于在轻载时满足ZVS条件，重载时也不至于死区时间过大。

图11   死区时间的自适应调整

2.3  主变压器

    ⑴磁芯材料：铁氧体、非晶、超微晶（纳米微晶），单个或几个磁芯。其中，超微晶特点如下：
    ①BS高，1.25T～1.5T、体积小；
    ②居里点高：400℃～600℃；
) n+ f" _4 G8 k, ?    ③温度特性好：-55℃～+200℃，磁导率变化<5%；
/ f: V7 v$ j, U: d8 Z    ④Br小、损耗小、温升小；
    ⑤线性度；
0 L& I2 @! e+ o$ f0 [    ⑥高频性能好；
    ⑦耐磨、抗腐蚀。

图12 三种磁芯材料（纳米晶,非墨和铁氧体）H回线比较

(a)                         (b)                           (c)

图13    超微晶特性

    (a)：超微晶(A)、非晶(B)及铁氧体(C)的μ-f曲线，
    (b)  ：超微晶(A)、非晶(B，C)及铁氧体(D)的P-f曲线⑻,
0 H& `! ?# \: H+ V: [. }    (c)：匀加热时，超微晶的起始磁导率温度特性.

    测量条件：B m=0.35T,f=20kHz

    ⑵散热

    在散热方面需要考虑以下因素：
2 F5 i4 L" }; H0 |    ① 发热小的材料；
! @4 J1 K% X6 M& ^5 z! z% A    ② 易散热结构；
    ③ 导热骨架：导热、稳定，需绝缘。

图 14    环型磁芯的导热设计示意

    ⑶ 绕组：电流密度、趋肤效应、换位、分组、易于制作。

2.4  输出整流

    ⑴ 结构
    ①采用先进的整流技术，以提高变换器的效率；
4 ^8 E7 b+ \( c! U! y0 o0 V5 L    ②采用单组或多组绕组、单组或多组整流二极管与否，视设计计算、仿真结果和器件采购情况而定；
9 M2 y& C3 l+ E8 O0 H    ③后备方案：倍流整流—减小变压器制作难度；（非）同步整流—降低输出级损耗。

    ⑵整流二极管及尖峰抑制

    充分注意整流二极管反向恢复电流和特性引起的EMI和损耗问题；其寄生电容与线路中寄生电感、漏感一起产生振荡，引起二极管上电压尖峰。

    除参数选择外，需要采取措施减小寄生振荡。可以采用以下措施：

    ①原边箝位，加二极管缓冲电路，可以减小整流桥的尖峰电压和二极管反向恢复造成的损耗；
    ②R-C吸收回路。R，C串联并在二极管两端。选取的原则：,其中；LT为脉冲变压器漏感（μH），CJ为二极管的极间结电容(pF)，N为脉冲变压器的原/副边匝比 Np/Ns；
    ③无损吸收、有源钳位、利用饱和电感等方法也可考虑。

2.5 纹波抑制

    根据纹波来源进行合理抑制。输出纹波主要来自以下四个方面：输入交流电源噪声、高频噪声、寄生参数引起的共模噪声和功率器件开关过程中产生的超高频噪声。

    ⑴ 输入交流电源噪声的抑制
0 K/ s3 I+ H3 O    整流脉动引起的纹波属于低频纹波，处理较为困难。主要对策有：
    ①加强滤波；
    ②电流型的控制；
) s6 Y, A& s% U& b! o( e    ③采用PFC技术。
: x/ ~- s" p1 s! K2 t+ Y6 ]! U, |    ⑵高频噪声的抑制（开关频率）
: f& w2 ^$ W) Z5 x    ①合理选择器件:

    (a)选择ESR和ESL较小的电容；
    (b)输出滤波电感的分布电容尽量小，用圆导线，不用铜皮。
    ②加大输出滤波参数
    ③优化设计电路形式:

    (a)用多个电解电容以及高频电容并联作为输出电容;
! v! J% y. @$ N5 x    (b)采用不同结构或多级LC滤波.

    ④优化机械和电气结构
    ⑶超高频噪声的抑制
    由输出整流二级管反向恢复引起的超高频噪声的抑制
$ p# W  M! a9 ^$ b  r9 q  }0 k    ①选择开关时间短的开关管和反向恢复时间短的输出整流二极管;
    ②选择ESR和ESL小的电容;
    ③采用软开关技术，对抑制超高频噪声的作用很大，在副边串联饱和电感对抑制二极管的反向恢复时的震荡也有好处。
$ W3 E+ F8 h% S) ~    ⑷共模噪声的抑制

    增加共模信号滤波电路，如EMI. 现在市场上可以购买到现成的三相三线的EMI设备，包装美观，价格也适中。

图15  共模噪声抑制

    比如：上海埃德电磁技术有限公司的型号为DNF52-Y-3*35A的三相三线制滤波器完全符合我们的需要。

3   充电电源控制流程图

图16  充电电源控制流程

    充电电源控制流程如图16所示。监控器与模块单片机间主要实现以下几个量的通讯：
, |3 X; z) x5 s* q" w     ⑴只读：
: k% `4 Q+ [: m. H# F, m9 _- i     16位报警；
6 g' S8 I* o) u) j$ A6 g& P     输出电压；
' I7 J5 o1 @1 p; e9 `     输出电流；
     485地址。

    ⑵读写：
/ t# S( _/ b2 u3 B1 x; Z; @9 Z     均充电压设置；
     浮充电压设置；
     状态量；
7 h0 Y, R2 _# W4 _     限流电流设置 ；
+ |9 N! `2 |- g. B; M     输出过压设置 ；
6 Y5 D; N, S/ }# H% v& M# x0 E     输出欠压设置。

  其中：均充电压设置、 浮充电压设置、 状态量三个量随上位机实时变换。而 限流电流设置、 输出过压设置、 输出欠压设置三个量为缓变量。

" j7 L5 P$ F: h) q" {$ u, l) R  P

     电源模块开机时首先按模块内部的默认设置运行，随后由监控器控制工作。

4.结论

    通过以上探讨，我们对50A/220V全负载范围软开关电站操作电源功率模块的一些关键问题有了基本解决办法，从而使发电厂及变电站大容量直流系统今后可以得到更好的优化组合。

参考文献：

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2)高海生，张前彬等.110V大功率高频开关电源的研制.华东交通大学学报.2004（10）：1-4
3)姜桂宾，裴云庆等.12V/5000A大功率软开关电源的设计.电工电能新技术.2003(1):56-60
4)陆鸣，杨恒等.自动均流技术及负载均流集成电路控制器UC3907.电子技术.1996（10）：27-30
3 l4 J# N: t" i, o& w5 O+ I5)张胜辉，郭海军等.并联均流高频开关电源的研究.国外电子元器件.2004（11）：20-22。

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