直流偏移校正功能与ADS58H40 PCB布局优化

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直流偏移校正功能与ADS58H40 PCB布局优化

摘要
/ O4 a9 c* W4 g& b; Y, \+ y本文分析了高速 ADC 直流偏移校正功能的作用与影响，并针对此以 ADS58H40 为例，优化了其PCB 布局。
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% m+ n) e( z6 D+ H1 ~7 M1、引言
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# }5 j" V9 A# v+ c7 h% qADS58H40 是一款由德州仪器（TI）推出的四通道、11/14 比特、采样 250MSPS、接收 90MHz带宽的高性能高速模数转换器。它同时具有用于反馈的 125MHz 带宽的 Burst Mode 与用于接收的 90MHz 带宽的SNRBoost Mode，适用于基站收发信机的反馈与接收通道。
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" D7 w5 s5 ~! E+ I2 v" \$ t目前用于基站收发信机的高速模数转换器（ADC）大多都具有直流偏移校正功能（DC offset correctionfunction）。它用于校正 ADC 接收到的直流，以免其降低接收机的性能。但是此功能同时也会引起 ADC 的码域翻转（code toggle），如果 PCB 布局不当，会造成 ADC 采集小信号功率不准确。本文以 ADS58H40为例，分析了码域翻转干扰所带来的问题，并提供了PCB 优化解决方案。

2、高速 ADC 直流偏移校正功能的作用与影响
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直流偏移(DC offset)是由外界的直流信号分量与原信号的直流叠加形成。在基站收发信机中，它主要是由本振泄露与混频器或 IQ 解调器的非线性产生。直流偏移会对有用信号形成干扰，通常需要使用 ADC 的直流偏移校正功能来抑制它。

3 o' ^, |  t1 _- Q2 H: {从码域上来看对于一个理想的 11 bit ADC，其中间码应该是 2^(11-1)=1024。用二进制补码来表示就是0x000。由于二进制补码的最高位表示符号位，所以对应的 11 bit 数据范围是从0x000 到 0x7FF。0x7FF表示-1，对应为 1023。在无有用信号输入时，理想状态下，11 bit ADC采集出来的信号在码域就应该为0x000。但是事实上外界还有热噪声（thermal noise）与直流偏移会被 ADC 采集到。直流偏移在码域上会使 ADC 空采所获得的码相对 0x000 向上偏移一些，而热噪声信号的自然波动也会叠加到直流偏移所表示的码上面。ADC 的 DC offset correction function 会修正直流偏移引起的码域误差，将其重新校正到0x000。

ADC 的 DC offset correction function 的工作流程如下：
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1 {8 s4 U0 ^: \1 |8 Q" g, ~下面用两张图示来对比说明 ADC 未使能与使能 DC offset correction function 在码域上的区别。

在未使用 ADC 的 DC offset correction function 时，11 bit ADC 空采所得到的热噪声与直流偏移在码域图示如下:

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在使用 ADC 的 DC offset correction function 时，11 bit ADC 空采所得到的热噪声与直流偏移在码域图示如下：
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通过对比发现使能 ADC 的 DC offset correction function 后，直流偏移引起的码域误差被修正，热噪声在码域上也从基本在 0x000 码以上围绕着直流偏移波动，变成了围绕着 0x000码波动。因此在使能 DCoffset correction function 时，热噪声的自然波动会引起码域从0x000 到 0x7FF 的随机翻转。体现在ADC 的 11 bit 数据线上就是 ADC 空采时，所有数据线的电平都同时在逻辑 0 与逻辑 1 之间切换。此时数据线对外的干扰是最大的。如果在 PCB 布局上不够谨慎，就会使这个干扰信号耦合到 ADC 的模拟输入端。虽然这个耦合的干扰信号幅度并不大，但是它对 ADC 的输入信号，尤其是输入的小信号在频域上会形成波浪型干扰，在 ADC 空采时，则体现为纹波底噪（ripple noise floor）。

3、码域翻转干扰所带来的问题
   
& }8 |, w: [1 |* B2 F: s6 W以 ADS58H40 为例，图示说明码域翻转干扰信号耦合到 ADC 模拟输入端的后果。

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, V3 `( Z$ B0 j5 S- P在 PCB 布局不理想时，如上图所示输出数据端直接或间接的通过时钟或 ADC 的 VCM 耦合到了 ADC 的模拟输入端。
受此干扰信号影响，将 ADS58H40 通道空采得到的数据做 FFT 变换得到的频域图如下：

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从图中可以清晰的看到 ADC 采集到的是波浪型底噪，它略微的恶化了 ADC 的信噪比（SNR），并且会导致小信号的幅度测量不准确，影响接收机灵敏度的测试。
( P% R$ ?$ Q2 R, ~( s% k- S" u$ r为了进一步说明码域翻转干扰的影响。用不同幅度的信号输入给 ADS58H40 进行扫频测试，将采集到的数据制图如下：

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ADS58H40 的采样时钟为 245.76MHz，针对其第二奈奎斯特域的中心 60M 范围，使用 5 个功率等级进行扫频。在功率大于-40dBFs 时，由于 PCB 布局不当所引入的码域翻转干扰对输入信号影响很小（由于 ADC 前端有滤波器的关系，所以输入信号不是完全平整的）。但是随着输入信号功率的减小此干扰对输入信号的影响越来越大，在输入信号幅度低于-60dBFs 时，去除模拟输入端滤波器的影响后其引起的功率误差依然可以达到 3dB 以上。
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1 K9 v' H0 A9 z5 `& q4、针对码域翻转干扰的 ADS58H40 PCB 布局优化
   
5 |$ Q4 W3 S7 W$ g) w$ R" b3 s为了避免码域翻转干扰耦合到 ADC 的模拟输入端，需要针对性的避免一些不当的 PCB 布局。码域翻转干扰可以通过三个途径耦合：（1）数据输出线与模拟输入电路布局很近且平行，直接耦合。（2）数据输出线耦合到 ADC 的时钟信号再间接耦合到模拟输入端。（3）数据输出线耦合到 ADC 的 VCM，再通过 VCM 间接耦合到模拟输入端。
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上图为 ADS58H40EVM 评估板的 PCB 布局，在基站收发信机上不会有这么大的空间来给其布局，一些走线难免会离得很近，所以针对码域翻转干扰的三个耦合途径，建议对 ADS58H40 PCB布局做出以下三个优化：

3 o; D! w; ]9 V3 t8 ^7 N（1） ADS58H40 的数据输出 LVDS 线与模拟输入电路分开布局，不要平行或交叉。
' Y. W8 N, t- l- ~: U  s! v（2） ADS58H40 的采样时钟线与随路时钟线布局尽可能的远离模拟输入端，不要与其近距离平行。
( p+ ~3 V! z8 `, O（3） ADS58H40 的 VCM 线最好通过过孔直接从模拟输入电路的差分端中间接入，如上图四个红色圈的中心。在模拟输入端 VCM 接入口必须加上对地的滤波电容。VCM 信号不要做成 VCM 电源平面，而且布局时使其尽量远离数据输出线。
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经过 PCB 布局优化的 ADS58H40 使能 DC offset correction function 后不再具有纹波底噪，而且 ADC底噪更佳（Figure 8）。在-60dBFs 的小信号扫频测试中，去除模拟输入端滤波器的影响后其波动在 0.5dB以内。
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Figure 8 Normal noise floor after PCB layout optimization
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  N  s8 a+ T+ k2 B  p! X/ T5、结论
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- z7 q( @9 q1 c, G7 \2 lADC 的 DC offset correction function 可以有效的抑制直流偏移所带来的误差。不过在PCB 布局不当时，开启此功能所带来的码域翻转干扰会使 ADC 具有纹波底噪并且其采集到的小信号幅度波动会达到 3dB 以上。通过针对性的 PCB 布局优化可以有效的解决这个问题，将-60dBFs的小信号波动控制在 0.5dB 以内。
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6、参考资料

ADS58H40 datasheet，2012 年 11 月修订版，Texas Instruments Inc。
5 _2 D" E- m1 K0 E% @0 s- K Idle noise degradation，2013 年 4 月，Pradeep Nair, Texas Instruments Inc。
ADS58H40EVM-LYR C，2012 年 10 月，Texas Instruments Inc。

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Mhza

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