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本帖最后由 紫菁 于 2017-9-29 14:34 编辑
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1. 当你输出功率太大 会使PA操作在饱和区 产生非线性效应 / z r9 o2 c) ^, G3 b
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而非线性效应，会衍生许多噪声，例如 DCOffset，谐波，以及IMD(InterModulation)，如下图 :
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8 ?& U! q4 u3 i
而三阶的IMD，即IMD3，其带宽会是讯号的三倍 因此会使两旁频谱上涨 ' x3 Z# `/ G. h! w; L
# u3 n5 Y" a0 p- {% d- ?7 k
而IMD3 又牵扯到IIP3 IIP3越大 其产生的IMD3就越小 所以简单讲 ACLR就是TX电路IMD3的产物 测ACLR 等于是在测你TX电路端的IIP3 . k* Y8 n7 f6 h4 g
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' {3 F! q- G0 ]+ O( n
由上式可知 如果输入功率小 使PA操作在线性区 或是这颗PA的IIP3够大 那么ACLR就可以压低
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1 d# y' ~# v' `; ]' L R1 V! v Z+ v- a% ]
2. 另外 厂商多半会有PA的Load pull图
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^8 `; V1 ]- D
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由上图可知 ACLR跟耗电流是Trade-off 这是因为PA的线性度与效率 是反比的 你ACLR要低 那就是IIP3要高 线性度要好 因此效率就低 耗电流就大 反之 你要耗电流小 那就是牺牲线性度 ACLR就会差 所以一般而言 调PA的Load-pull时 多半就是调到最常用的50奥姆 以兼顾ACLR跟耗电流5 d; ]& m8 u- ?- Q% p
`" T5 r0 J; ?7 l2 Q
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3. WCDMA的TX是BPSK调变 非恒包络 因此其PA须靠Back-off 来维持线性度 当然 Back-off越多 线性度越好(但耗电流也越大)
' C% e0 f9 c( d3 ` 当然，有些平台，在PA前端，是没加SAW Filter的。" e5 L" c6 V2 c9 k7 W
而拿掉SAW Filter之后，其ACLR也不会比较差。
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' n" ?3 j, `% u9 b/ q9 _. Z1 I8 f7 y) D
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这是为什么呢? / W- R3 p- f/ z9 `; c% F4 P* T
其实由以上分析可以知道，PA前端的SAW Filter，之所以能改善ACLR，7 G+ H" a: u! M" Q+ q6 }
主要原因是抑制Transceiver所产生的Outband Noise(包含谐波)。' K; u, V% C4 _4 m" p+ L5 f
换言之，倘若Transceiver的线性度够好，所产生的Outband Noise很小， 其实PA前端是可以不用加SAW Filter的， # r/ X; X, O- m4 z
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但要注意 虽然PA前端的SAW Filter可抑制带外噪声，改善ACLR， 但若其PA输入端SAW Filter的Insertion Loss过大 意味着DA需打出更大的输出功率 以符合PA的输入范围 (若低于下限 则无法驱动PA) 如下式 :
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6 H7 L5 q$ T7 [, n( _: G4 Z8 G
而不管是PA, 还是DA, 若输出功率越大，则ACLR越差， 如下图 :
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若DA输出功率大 使得PA输入端的ACLR差 那么PA输出的ACLR 肯定只会更差 当然 若用FBAR 既可抑制带外噪声 Insertion Loss又小 是个风险低的方案 但成本不低
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! G! x9 D: Q1 Y& f
6. 由下图可知 Vcc越小 其ACLR越差 4 w2 i3 _# C" k
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这是因为 放大器在闸极与汲极之间，会存在一个既有的寄生电容， 又称为米勒电容，即Cgd, 如下图 : 8 n) d# \, T# }) x V: ]2 e: y0 A
5 l# n3 ]1 \8 |- P1 G3 D" P
9 R- z% L4 U7 F }9 C) g4 r/ _
而当电压极低时，其Cgd会变大。
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上式是Cgd的容抗， 当Cgd变大时，则容抗会变小， 因此部分输入讯号，会直接透过Cgd，由闸极穿透到汲极，即上图中的Feedthrough现象， 导致输出讯号有严重的失真 简单讲 低压会让PA线性度变差 因此若Vcc走线太长或太细 会有IR Drop 使得真正灌入PA的Vcc变小 那么ACLR就会差 当然 除了PA电源 收发器的电源也很重要 否则若DA的电源因IR Drop而变小 使得PA输入端的ACLR变差 那PA输出端的ACLR 只会更差( I. f4 \9 H5 S6 {. V+ J0 D3 U
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; E0 f1 p+ J3 \& b1 h+ t' B5 W 7. 在校正时 常会利用所谓的预失真 来提升线性度
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7 M$ G, [& J& i+ \9 T3 \4 I
而由下图可知 做完预失真后 其ACLR明显改善许多 (因为提升了PA的线性度) % W8 B9 N& ]' S8 ]( R
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因此当ACLR差时 不仿先重新校正一下
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9 Q1 I- [) l6 ]; A; w8 z7 t 8. 一般而言 PA电源 是来自DC-DC Converter 其功率电感与Decoupling电容关系如下 : y' s) _6 y R' K
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由于DC-DCConverter的SwitchingNoise 会与RF主频产生IMD2 座落在主频两侧
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6 d1 a2 C. o6 M2 @4 S
虽然IMD2的频率点 只会落在主频左右两旁1MHz之处 理论上不会影响正负5MHz的ACLR 但因为一般而言 DC-DC Converter的Switching Noise 其带宽都很宽 大概10MHz 因此上述IMD2的带宽 分别为5MHz与15MHz (WCDMA主频频宽为5 MHz) 换言之 上述的IMD2 是很宽带的Noise 故会影响左右两旁正负5MHz的ACLR 因此 如果能有效抑制DC-DC Converter的Switching Noise 便可抑制其IMD2,进一步改善ACLR 故可利用磁珠或电感 来抑制DC-DC Converter的Switching Noise 如下图 : + z: I( V% c" q0 T! w$ ]
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我们作以下6个实验
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7 P9 `' T2 [. T' r8 ^: V
就假设DC-DCSwitching Noise为1MHz 我们可以看到 在Case2, Case3, Case4 其1MHz的InsertionLoss都变大 这表示在DC-DC与PA的稳压电容之间 插入电感或磁珠 对于Switching Noise 确实有抑制作用 而由下图可知 其WCDMA的ACLR 也跟着改善 由于Case3的InsertionLoss最大 因此Case 3的ACLR也确实改善最大
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& W/ a) |; d- \/ d/ F8 b7 |, w/ `2 X) A9 ]
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) p# s8 v# ?1 U4 Y. P
9. 承第8点 DC-DCConverter的稳压电容 与PA的稳压电容 绝不可共地 因为该共地 对DC-DC Switching Noise而言 是低阻抗路径 若共地 则DC-DC Switching Noise 会避开磁珠或电感 直接灌入PA 产生IMD2 导致ACLR劣化 换言之 共地会使第8点的磁珠或电感 完全无抑制作用
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而功率电感, 磁珠或电感的内阻 也不宜过大 否则会产生IR Drop 使PA线性度下降 ACLR劣化
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! }+ w1 P9 y2 \& m' L. ?
2 K* s: t, _2 i/ _% ~5 n _ 因此总结一下 ACLR劣化时 可以注意的8个方向 1. PA输出功率 2. PA Load-pull 3. PA Post Loss 4. PA的输入阻抗 5. PA输入端的SAW Filter 6. Vcc的IR Drop 7. 校正 8. DC-DC converter Switching Noise 3 R5 {+ d; m2 m4 `8 c2 ^! @5 d
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发表于 2015-3-8 16:55
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发表于 2019-10-14 09:07
