看看通用RF器件的邻道泄漏比(ACLR)来源

Diabloa

看看通用RF器件的邻道泄漏比(ACLR)来源

8 r; C. V/ v' ]6 I! Y摘要：任何通用的RF器件,不论是混频器、放大器、隔离器或其它器件，其邻道泄漏比(ACLR)都受器件三阶互调失真(IM3)的影响。可推导出器件的IM3与三阶输出交调截点(OIP3)之间的关系。本文介绍了估算ACLR的公式推导，ACLR是IM3的函数。
# i; x/ ~* F7 s6 D0 P8 }
ACLR/IMD模型为了了解RF器件的ACLR来源可以对宽带载波频谱进行模拟，相当于独立的CW副载波集合。每个副载波都会携带一部分总的载波功率。下图所示就是这样一个模型，连续RF载波由四个单独的CW副载波模拟，每个副载波的功率为总载波功率的四分之一。副载波以相同的间隔均匀地分布于整个载波带宽内。
: l0 t$ ~5 ~+ g5 V( w0 ?
  A/ p% E- z6 d3 h) Q+ H/ y

图1. 宽带载波信号的副载波模型

0 N* v: q/ n* |  R% z  Z9 P$ E
& f" V1 S( ~' i( t5 P- b图1中的绿线从左到右分别是副载波1、2、3和4。如果我们只考察左边的两个副载波(1和2)，可以考虑RF器件中的任意IMD3失真引起的三阶IMD分量。三阶失真表现为这两个副载波两侧的低电平副载波，两个“绿色”副载波左边的第一个“红色”失真分量是这两个副载波的IMD3失真结果。
+ @6 ?8 U+ A1 ^  j9 J2 J
来自副载波1和3的IMD3分量在与载波1间距相同的频率处具有IMD3失真分量。这在载波频谱的左边产生第二个“红色” IM分量。同样，来自副载波1和4的IMD3生成的失真分量距离载波边缘更远。
$ e: h+ f* i" e! D, N" ?
+ R5 t* _: P( F( \注意这里还存在其它的IMD分量。副载波2和4产生的IM3分量直接叠加在副载波1和2产生的IMD分量上。这一累加效应会使距离RF载波边缘较近的IMD分量的幅值比距离RF载波边缘较远的IMD分量高，产生ACLR失真频谱中的“肩”特性。Leffel1发表的一篇论文详细描述了来自多个副载波的IMD分量的这种累加。

这种方法可以定量地预测单独的IMD3失真分量的实际电平。通过增加模型中所使用的单独的副载波的数量可以增加模型的精度2。多个宽带载波的ACLR性能与该模型中的ACLR非常像，模型中每个单独的宽带载波占据总的宽带载波带宽的一部分。在宽带载波的相邻部分，邻近最后一个载波的单载波的ACLR处于IMD3引起的失真响应的高肩位置。这导致多载波情形的ACLR比单载波系统的ACLR差得多。再次说明，这一结果可以量化后用以精确预测单宽带载波或多宽带载波的ACLR性能。这种基本方法只通过OIP3参数来预测RF器件的ACLR性能。基本关系器件的三阶互调分量和三阶交调截点之间的关系如下所示：

- g8 l) x: i  N# pIMD3 = (3 x Pm) - (2 x OIP3)

其中，
. p% X" I2 [* o  pPm = 双音测试例子中的每个单音功率
IMD3 = 三阶IM3，以dBm为单位，表示绝对功率
OIP3 = 三阶交调截点，表示绝对功率

为了方便，可将该公式重写为相对IMD3，即与功率电平(P)有关的IM3性能。
) c: d7 |/ P' ~0 Y) t& ^& Z% P3 U- |
* ]( T) A2 n, h, y6 vIMD3 = 2 x (Pm - OIP3)
( t0 e$ C! O9 y  Z
其中，
( i0 b7 x0 S! O8 w" E& O8 c
: n" {! g. |& k5 [( u1 ]Pm = 双音测试例子中的每个单音功率
/ k0 h( ], I) ], r6 IIMD3 = 三阶IM3，以dBc为单位，表示相对功率
$ [, i' L. {2 X: S, _OIP3 = 三阶交调截点，表示绝对功率

" Q" j7 q, E( Y/ G- M9 `

例1以总输出功率(Ptot)为+30dBm，OIP3为+45dBm的功率放大器(PA)为例。这样一个PA的相对IMD3可利用上述公式推导得出。但是，IM3双音测试中每个单音的输出功率比PA的总输出功率低3dB，即每个单音+27dBm。所以利用这些值来计算该PA的IMD3：
7 X! q, f: H1 S# `. z) P& g
Ptot = +30dBm (PA的总输出功率)
* U" u$ [# o8 C/ bPm = (+30dBm - 3dB) = +27dBm每个单音
" F0 Z: `. E! f/ xOIP3 = +45dBm

3 u8 ^7 b. y$ s( _/ ~IMD3 = 2 x (27 - 45) = -36dBcACLR与IMD3的关系宽带载波的ACLR通过一个校正因数与双音IMD3性能相关。该校正的存在是由于IMD3性能造成了ACLR性能恶化。这种恶化来源于由扩频载波的频谱密度组成的各种互调分量的影响。ACLR与IMD3的有效关系如下所示：
# k8 h$ C$ _0 l3 T7 i
4 m' h: K! Y- qACLRn = IMD3 + Cn

# _2 b. z+ w) i3 F' A* @其中Cn如下表所示：

: H: M6 K8 [9 ?+ E; E( r, p

No. of Carriers	1	2	3	4	9
CorrecTIon Cn (dB)	+3	+9	+11	+12	+13

4 ?2 p# C* l7 @7 ~" I我们可以将IMD3和ACLRn的上述关系式合并为一个统一的表达式，由RF器件的基本性能参数来推导多个扩频载波的ACLR。
1 u% Z" _9 w, ?( h
ACLRn = (2 x [(P - 3) - (OIP3)]) + (Cn)

1 Z( u9 }$ v1 G/ \" z# Q其中，

: W3 f; w3 a( IPtot = 所有载波的总输出功率，以dBm为单位
5 C# W/ c" {. b+ ?4 r# `OIP3 = 器件的OIP3，以dBm为单位
0 O- S- `& c& M2 t# e. S. m( ?ACLRn = "n"载波的ACLR，以dBc为单位
' A2 y8 t1 Z8 k7 L$ ~& jCn = 上述表中的值
8 D5 b! h9 J  _+ J4 S/ r' O: h
例2重复上述例子，现假设功率放大器必须产生四个载波，功率均为250mW，总输出功率为1W。
: _7 _0 M4 r( Z  k7 Q
* V8 l9 Q! Y1 bP/载波 = +24dBm
Ptot = +30dBm，总功率
$ a) e# M0 A! W% {1 ROIP3 = +45dBm
: [! _& ^% P, v% S
: U. K- A% p: B5 u: rACLRn = 2 x ((30 - 3) - (45)) + 12
6 F' g5 {# x7 p* v" _) OACLRn = -36dBc + 12dB
; h9 V2 a3 z, j& J  V: B# ^) RACLRn = -24dBc
: n3 j; s% a* _6 [% [
重新整理该公式可推导出要得到期望的ACLR所需的OIP3。重新改写后的公式如下：

1 q) Y9 Q# g8 l) l" S2 @OIP3 = 0.5 x ([2 x (P - 3)] - [ACLRn] + [Cn])

3 A: I; [# n5 r% X其中，

; V7 y0 h0 u7 y2 Q2 z2 qP = 所有载波的总输出功率，以dBm为单位
OIP3 = 器件的OIP3，以dBm为单位
# D3 L* R1 R1 m8 V/ g* \) U* M/ K# Z& JACLRn = "n"载波的ACLR，以dBc为单位
Cn = 上述表中的值
' p6 n) [1 a/ N8 I; H$ |
$ ~2 A3 C$ K$ r  K例3重复上述例子，现假设该功率放大器的四载波ACLR期望值是-50dBc。

P/载波 = +24dBm
$ U. |% _" U1 p! G' gPtot = +30dBm，总功率
ACLRn = -50dBc
$ l) n+ h3 S. p& N7 b! D
) J: \' j9 }3 _3 ?7 V! JOIP3 = 0.5 x ([2 x (30 - 3)] - [-45] + [12])
OIP3 = +55.5dBm结论通用RF器件的载波功率电平、OIP3指标和单载波/多载波ACLR性能之间的关系已推导得出。该关系适用于性能受三阶失真分量影响的RF器件。包括许多通用的RF器件，但是驱动不能太接近饱和电平。通过观察，该模型对ACLR的预测精度接近±2dB。
: |' V, d8 Z+ W( s7 k  n% i7 A
; K9 L  i: X& V" u& s$ ^

- U7 s$ K9 }2 `: H8 f
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