找回密码
 注册
关于网站域名变更的通知
查看: 875|回复: 1
打印 上一主题 下一主题

 转——离线式反激转换器 (off-line flyback converter) 的反...

[复制链接]

该用户从未签到

跳转到指定楼层
1#
发表于 2019-5-10 11:33 | 只看该作者 回帖奖励 |倒序浏览 |阅读模式

EDA365欢迎您登录!

您需要 登录 才可以下载或查看,没有帐号?注册

x
离线式反激转换器 (off-line flyback converter) 的反馈控制 2
8 f' w( x2 V' Y& J
工作点与极零点变化0 N% x& \6 ~% p6 B4 D8 @& s) y8 H
举一个常规的应用例子来说明:一个反激转换器,输入电压范围为90V 到360V,负载范为为0到3A,输出电压为12V。并有着下列的电路参数 : LP = 1.1mH, NP : NS = n = 7.7, CO = 1360μF, RESR = 30 mΩ, RS = 0.56Ω, fS = 65kHz, Se = 3.46 x 104 V/sec, GFB = 0.3333。(其中 Se 与GFB 必须由控制IC提供)根据反激转换器的工作原理[4],在常规的设计里,高输入电压与轻载状态总是让转换器倾向于非连续导通模式;反之,低输入电压与重载的条件下,转换器会走向连续导通模式。其间存在着一条所谓 CCM与DCM 的边界曲线,如图四所示,在曲线上方为CCM 工作模式,曲线下方为DCM 工作模示。(3)式就是代表这条曲线的方程式。$ g0 ^6 x, O9 N
4 \- @3 I- S% I  N& v0 {
图四、CCM 与DCM 边界曲线9 S8 g; O  d( V& S
  R0 D6 \, v* o& E7 O# b
不同工作点的零极点变化# h% ]% T& f: h8 v* \! [. c
表一为范例中的直流增益以及零极点位置的计算结果。图五为输入电压与负载电流变化的波德示意图。可以看出,当低输入电压与高负载时,增益曲线较低;反之,高输入电压与轻载时,增益曲线较高。这个事实关系到如何选择工作点作为反馈设计的基准,很显然,低输入电压与重载条件做为反馈设计点是比较恰当的。也就是说在这样的条件下,如果拥有足够的相位裕量,通常也能延伸到其他工作点有着更好的相对稳定裕量。
* K+ S' P  Q9 s) c* |表一、不同工作点的直流增益与零极点位置9 }, W: V2 @4 ?; i" r# s
VIN (V)7 a' Y; h1 \, A0 y
90
) `- a( U0 ~+ q% H2 g# [
180
# @& U9 j- ~. I1 W/ k2 t
270
; ~& O0 h' C: Y6 L- w: ]
360/ Q, T6 {1 m% l. ?
90- H) H- x7 a6 I2 E) }5 @
90
7 O, g& ?' f9 V. c" f
90
$ V1 [1 S( E. i) p# ?5 x1 E0 x8 @
360
& f" f( ?! e* m3 V% g
360
5 n8 t8 w/ q8 r! H+ n1 f1 g0 q! s: j
3606 L( G5 S. d. v, C" @
IO (A)
: w, R- _! o0 }* x$ h, }
3.0
% M- J+ e  P) C& \/ B
3.06 M" T1 b- Z& o+ W$ b
3.0$ {1 L+ u" V( q! i0 \
3.0
0 @% J* ]; s( V( [5 a9 M( E
3.0
. D  m; R. O/ U0 y# o
2.00 k' o9 }+ |% j* ?3 M- w8 ~
1.0. I, c: i4 u% S9 L0 p& r: T. t
3.0
1 C' P$ D2 b) }* K
2.03 e: d) N- C; V) {! M
1.0: |6 m; g2 {3 w# c7 h% l! d
Mode
8 N- q0 ?/ E+ A
CCM
, X) V) N# X8 k1 h! W4 A8 J0 ^& t
CCM+ Y( a( o; C' k4 x# L" }" r# I
CCM5 p/ v8 o9 P( c, o2 I* ?6 ]- D
DCM
6 v- D! {# `6 F( Q& ?& H6 D, \$ @
CCM
3 E3 y6 Y" [, d2 w: i4 _9 t
CCM
0 y+ R& y( s/ o7 a
DCM9 `1 H! Q# d. S! S7 m) d( l3 D
DCM: o1 c- {9 l- p/ E! t* B# K
DCM0 s5 s) @+ G3 a8 k$ r! u7 R
DCM! F1 t& o- _, }7 I) ~7 ~
G0 (dB)
: ]3 \2 B, S8 V# }7 h
13.1
5 J1 N/ S9 c! c4 ~$ M2 G# o# c
16.5. R# l, A( G2 b8 u0 }9 I6 M# ]
17.06 b$ l. r' d- b
17.1
" ]" j7 ^1 ~1 U% b7 I( m9 y& |0 l) z
13.12 N0 E8 ?, \" G4 V
15.6
( m5 g' Z- A/ q. U2 L5 K* T
17.0
8 e- r. J  {; H0 A# I
17.1
9 U  ~! J4 A2 }& V7 _2 |( [
18.88 W) l! V2 J; b
21.8
0 X- G9 v( K6 ]9 X$ u; C- v: r8 B
fP1 (Hz)6 r5 y: d4 K1 ^8 o$ k
59.0
9 R+ b# w5 J' B: `% d9 C6 u5 V! ^1 \
53.0
: l2 b+ u7 ]& Q9 M2 \
57.0; M& z% L5 ]) F. M3 x0 S
58.5
- Y& W) F5 n; v  D2 D8 B
59.0
# v4 F3 u! H/ L3 o  Y
44.0( E9 ?4 |: u6 z+ o3 J7 P
19.5
& h3 E  H6 [8 z0 W
58.5
% b/ M1 i8 X7 }: a, _. d6 q, `
39.0# T% l: U2 l4 F. Z4 w. `2 E
19.50 f; X% P# b) l. ~% o) t$ I
fP2 (Hz)! z7 |# e' Z2 q( U& S$ y: k
NA2 z, B) Q( I+ b: b' g5 b
NA: I' I4 F8 E( _* j. b/ L; G
NA
/ c9 W+ x' \) C6 O# k/ v
21.7k4 j. k$ B; Q5 R( `- i* z% ^! F' N3 J& f) F
NA5 u3 [8 Y/ H' L$ [' P7 L
NA
) _1 S* u( y" L4 B' U
25k0 p% J6 }2 H, `; ^4 ]
21.7k
  `, i. b; C6 O+ T9 G5 h+ @
32.6k
2 e  d; t7 E, ?* e7 Y# Y
65k0 t" x  j  k  A# J& }! f
fZ1 (Hz)2 ?8 {* @. s) @/ T
3.9k2 N# P1 I1 d  n$ Y) X5 W
3.9k1 ~1 ^/ h* z+ ]6 e$ Z$ {
3.9k9 A1 u) R# c9 q; u$ V
3.9k
! A% B- ^7 h1 m9 K8 e' j7 I
3.9k
% E+ j$ r6 o5 o; f+ O0 R
3.9k
: c  P# s9 F, }4 N5 ]
3.9k7 o! P# P" E  v, Y9 h" d4 P2 x
3.9k/ B0 _* N  }3 g5 Y$ C6 a
3.9k1 ^2 ^8 K* K, R2 W5 v- y  I7 {
3.9k) c8 ~2 p/ [3 R+ [/ b) z
fZ2 (Hz)$ {* z% q5 J* r0 J3 C) X: b
16.5k- ?3 v; L5 t' g2 a# P
44.2k
: g1 l7 t' @9 ~
75k! t2 V1 S6 k9 h& v+ Y* @8 u1 R
106k# m4 A0 J+ H: h1 E% N$ f
16.5k# j) {) j+ D1 d7 \* Y+ ]
24.7k" @$ w/ [. h" U
49.5k0 R" o9 ^$ Z( N
106k4 M# G+ N- f  ~9 Q- D! [/ Z% o8 Y
160k2 ]2 ]# [- c" e
319k
1 N$ d6 u# p2 g4 x( q2 O$ e, e

# [* R5 f# G. f# a2 d, d6 o$ Y+ {, X: e2 f, a# D
图五、改变工作点的增益曲线变化( y3 w% _8 _) i( W( S% A

' j/ b  [# D  ^! U/ d) C1 J9 D三、反馈补偿电路设计从前面的分析得知,不同的操作点有着不同的零极点位置以及不同的低频直流增益,所以存在着许多设计补偿电路的方法。基本上一个Type II 的补偿器 (一个零频率的极点,随着一个低频零点以及一个极点) 最适合做此类的补偿。如果用一个低频零点来补偿功律电路的低频极点,同时利用高频极点来补偿ESR零点,这样将容易获得较好的相位裕量。利用补偿器的中频段增益来设定适当的交越频率,系统将有相当好的稳定度。
9 u3 x! o7 l% `. g& P- e一种简单实用的方法便是先设定好一个“目标回路增益”(target loop gain)为:
, b( L" e; o( ]' x# q, T
# i3 B" a* G- K6 V$ a0 o8 Y这样的回路增益在波德图上就是一条 -20dB/dec 斜率的直线,如图六,在低频直流部分有着极高(相当于补偿器的开路增益)的增益,所以整个电路的直流稳态电压调整率理论值可为零。同时,其交越频率fC为
' J: q" H7 c( w3 k+ n
* R6 N6 ^6 L8 `4 y2 {* {因为斜率近似 -20dB/dec,所以在交越频率有着近90° 的相位裕量。对一个离线的反激转换器而言,交越频率设计在低压输入满载时工作点为800Hz到3kHz为最恰当 (以65kHz 开关频率而言)。1 y( e0 _( [4 C. b# O& F2 r( H  B

' n/ M6 T% h, q$ x% z# D图六、功率电路转移函数曲线(红色)与目标回路增益(蓝色)0 S! P8 m# v/ h8 X
设计步骤
2 I, T8 `# j+ m, ]有了以上的了解与认知后,很自然的一般补偿器设计的方法就可以应用了,现将这些步骤整理如下:
0 ~  S) D% n# Y# t1.选择低压输入与满载做为补偿电路设计基准的功率电路。如前所述,采用这个工作点设计的补偿器可以延伸涵盖到其他工作点,并且有更好的相位裕量。9 F* `! m9 a, M' n
2.设定交越频率 fC,其回路增益波德图为 -20dB/dec 斜率。越高的交越频率,虽然代表着更快的瞬时响应,但是别忘了反激转换器固有的右半平面零点问题,这个零点无法用传统的极点补偿,所以交越频率必须远低于这个零点位置。实务上,离线反激转换器的交越频率多半设计在3kHz以下。
" C: V, I6 Q8 i& `" a- u3.定义一个两极点、一零点的补偿电路,并设定补偿电路的零点为功率电路的低频极点;设定补偿电路的高频极点为功率电路的ESR零点。利用一组Type II 的补偿电路,恰可以结合功率电路的转移函数,成为目标回路增益。* U9 f: {$ [  i: Y8 t6 E/ I* c
4.根据功率电路在fC 的增益,算出补偿器的中频增益。
. f- A/ G; O7 r" Y" B: P+ r5 D5.同时,相位裕量可以先预估。
* j" ^2 a; e# ~, g. r. K2 v* ?6 ]6.补偿电路的转换函数可以确定了:
$ U" T2 y( O9 B1 p7 D9 {7 P  `1 u5 V* t% C' D
也就是说 (6) 式的 A、ωcp1 與 ωcz1 都可以计算出来了。1 G' ^# a. y1 V, E4 B. n
补偿电路的实现. f" b8 W8 l5 B) E0 u; D
1.选用最广泛使用的TL431与光耦合器架构,如图七。实现Type II 补偿器的电路结构有许多种,不在此讨论,仅提供最常用结合TL431与光耦的常规Type II电路计算与说明。
2 z$ ?) ]6 A9 X9 i$ ]# v# H, c  W3 q2 g* E! l2 V
图七、实现反馈补偿的电路结构
; K/ f5 U) }, M; G4 V+ y
/ W/ `. q( H( s# l5 n2 j

该用户从未签到

2#
发表于 2019-5-13 09:21 | 只看该作者
很棒的资料 谢谢分享
您需要登录后才可以回帖 登录 | 注册

本版积分规则

关闭

推荐内容上一条 /1 下一条

EDA365公众号

关于我们|手机版|EDA365电子论坛网 ( 粤ICP备18020198号-1 )

GMT+8, 2025-8-2 13:38 , Processed in 0.125000 second(s), 23 queries , Gzip On.

深圳市墨知创新科技有限公司

地址:深圳市南山区科技生态园2栋A座805 电话:19926409050

快速回复 返回顶部 返回列表