将RF信号转换为数字信号的CMOS转换器

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将RF信号转换为数字信号的CMOS转换器

/ n  @; K% k4 y8 l& Q( ~% w从频率计数与合成到传感器信号调整等很多应用都需要将RF 信号转换为数字逻辑电平。在这些情况下，设计者一般采用一个高速电压比较器完成RF到数字信号的转换工作。由于电压比较器具有高增益，它们一般有很好的灵敏度，但也会带来一些问题。高速比较器价格高，很难找到现成的商品，并且易于被快速淘汰。

图1中的电路可以为高达180 MHz的频率提供一种有吸引力的方案。设计中的IC是一个74LVCU04极高速CMOS六反相器，可以是采用现成的，也可以从很多来源获得。此外，很多设备中可能已经含有三个未用到的反相器。一个反相器IC1A作为线性前置放大器工作，构成转换器的输入级。偏置电阻R3使反相器的输入、输出电压平均在电源电压的一半处[VO1=VI1=(VDD/2)]，从而使反相器进入自己的线性区。由于在RF段上，极高速CMOS反相器的交流增益相对较低，(VO1/ VI1)≈7，前置放大器后要增加一个增益级。增加的反相器级联方案在低频和直流下，当没有施加RF信号源时稳定性不佳。

图1中的电路采用了一种基于施密特触发器和放大器电路的拓扑（IC1B和IC1C），从而解决了这个问题，它包括一个与频率有关的正反馈网络，由R1、R2、CD1和CD2构成。随着输入频率的不同，网络可表现出两种特性：在高频时，去耦电容器对CDC1和CDC2将反馈电阻器R1短路，从而抵消了由正反馈网络R1、R2与反相器IC1B的输入电容引起的时间常数。因此，在高频下，三个反相器IC1A、IC1B和IC1C表现为三个级联的高速放大器，可以实现最佳的输入信号带宽。在直流和低频时，耦合电容器对CD1和CD2的影响可以忽略不计，而反相器IC1B、IC1C与正反馈网络R1、R2可以起到一个施密特触发器电路的作用。为了对VS的输入灵敏度与确保比较器输出的无条件稳定之间做出折衷，要对施密特触发器输入VO1处的高、低阈值电压VTH和VTL做出选择。公式1和公式2分别设定高、低阈值电压：

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& H; r$ ]1 z' Q" C为中和较高频率时灵敏度下降问题，在比较器的输入端增加了一个由L1和C1构成的低Q阻抗匹配网络。由于设计目标是在高至160 MHz获得可接受的灵敏度，因此网络将50Ω的RF源与运行在150 MHz的IC1A的输入阻抗ZI1作匹配。不幸的是，数字IC 的制造商通常不会说明逻辑器件的输入阻抗。因此在设计匹配网络时，首要任务是用Agilent（www.aglent.com）的矢量网络分析仪测量第一个反相器IC1A输入VI1的散射参数S11。图2显示了反相器S11参数的史密斯特性图。

已知

2 Z2 n3 S& u/ N% w, p* r9 x: q其中ZC=50Ω，可以用图2中的数据提取第一个反相器在所需频率处的输入阻抗。在150 MHz时，得到ZI1= 106.1Ω-j 116.7Ω（在图2的标记4处）。要确定匹配网络中各元件的值，可以用任何一种软件工具（参考文献1与2）。如果你不熟悉史密斯特性图的计算，也可以用下列方法进行分析：

1. 用串-并转换公式（公式4和5），将第一个反相器的输入阻抗转换为并联形式：


6 Z# @; {/ c0 |/ b4 U将这些公式用于150 MHz时，得到：RP=233Ω，XP=213Ω。（在150 MHz下，XP代表输入阻抗，CP=5 pF。）

2.算出第一个反相器输入阻抗RP和50Ω RF源之间实现匹配的网络匹配初始值。用公式6和7计算出匹配网络中各元件的值（参考文献3）。

+ i, L- d% d0 `" W; }, R( e
将这些公式用于150 MHz，得到L1≈100 nH，C1 +CP≈8.7 pF。

3. 从式7中减去反相器的输入电容CP =5 pF，计算出C1的值：
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搭建电路时，使用最接近于计算值的标准元件：L1=100 nH，C1=3.6 pF。如图3中输入频率与灵敏度的关系曲线所示，100 MHz ~ 170 MHz频率时电路的灵敏度增加，这清楚地证明了阻抗匹配网络的有效性。可以在选定频率下将这种方法用于其它感兴趣的任何频率段，实现电路灵敏度的优化。在10 MHz~180 MHz输入信号范围内，RF至数字逻辑转换器的功耗变化不大。最差条件下，3.3V供电电压下消耗的电流不超过58 mA。

参考文献
1. Smith tool, Ansoft Corp, www.ansoft.com.
2. Ansoft Designer: Student Version, Ansoft Corp, www.ansoft.com.
3. Bowick, Chris, RF Circuit Design, HW Sams & Co, Indianapolis, IN, 1988

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