本帖最后由 criterion 于 2015-3-8 16:42 编辑 & k5 n4 H2 k, r. P4 l5 a/ n7 {( a
, n3 a& ~$ z7 D- w4 z8 B( _ACLR肯定是受输出功率影响啊
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" d- U$ m: \, a7 y' i8 r
2 B$ k3 c4 i5 v& z. v" z9 p$ o$ l* B: d {9 b& C" ]% N2 o
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1. 当你输出功率太大 会使PA操作在饱和区 产生非线性效应# G# Y; ^1 w$ q9 h
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8 T2 ?0 @8 m" f- P
# D, M( {- P2 W5 }+ x) a: B! S
5 N8 I% H) X3 o+ O9 r而非线性效应，会衍生许多噪声，例如 DCOffset，谐波，以及IMD(InterModulation)，如下图 :
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! r; v; U- H7 p, S! n6 G; e
而三阶的IMD，即IMD3，其带宽会是讯号的三倍 因此会使两旁频谱上涨
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5 ~6 i4 |" X0 V" s: R% d" Z4 E
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而IMD3 又牵扯到IIP3 IIP3越大 其产生的IMD3就越小 所以简单讲 ACLR就是TX电路IMD3的产物 测ACLR 等于是在测你TX电路端的IIP3
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. X0 x( R" T7 W- b7 [
1 v. G! Y* C+ M5 C5 b! b
由上式可知 如果输入功率小 使PA操作在线性区 或是这颗PA的IIP3够大 那么ACLR就可以压低
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1 f$ Z4 F2 \, t1 W& j; y- b' H % T' W6 r/ Z4 a
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2. 另外 厂商多半会有PA的Load pull图
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9 h; y% U3 N6 t" u6 Q
由上图可知 ACLR跟耗电流是Trade-off 这是因为PA的线性度与效率 是反比的 你ACLR要低 那就是IIP3要高 线性度要好 因此效率就低 耗电流就大 反之 你要耗电流小 那就是牺牲线性度 ACLR就会差 所以一般而言 调PA的Load-pull时 多半就是调到最常用的50奥姆 以兼顾ACLR跟耗电流
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+ A4 R4 h! Q1 g& Q D+ @/ |3 Y
5 r, {" M; |3 n/ B3. WCDMA的TX是BPSK调变 非恒包络 因此其PA须靠Back-off 来维持线性度 当然 Back-off越多 线性度越好(但耗电流也越大)- Y& r0 {6 b/ C' X3 R+ H1 s
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, `2 g$ @0 Z5 y4 x3 u- \2 i
. w" k, v* J+ D
而WCDMA的方块图如下 1 W& M; D* l( \% _2 D/ D
5 M( J6 ~* M6 j/ M) h
; x Z3 j. @. J" |PA输出端的Loss 例如ASM,Duplexer, Matching, 走线的InsertionLoss 统称为PostLoss 如果你要达成TargetPower(例如23.5dBm) 一旦PostLoss越大 意味着你PA的输出功率就越大 如下式跟下图 : 5 _# @. q r2 A. S* Q
, u' m4 J I) T: U
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( t$ W' j& p) A0 e如果PA输出功率打越大 那就是Back-off越少 越接近饱和点 当然其线性度也越差 其ACLR会跟着劣化. {, g* }& [5 q( G6 e
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4. : N# C" t/ b: z3 G0 d
$ z7 q. M: r0 O: W
由上图可知 PA的input 同时也是DA(Driver Amplifier)的Load-pull 如果PAinput的阻抗 离50奥姆太远 亦即此时DA的线性度不够好 ACLR就差 加上PA是最大的非线性贡献者 如果PAinput的ACLR已经很差 那么PA out的ACLR 只会更差 一般而言 一线品牌大厂，其PA输出端 正负5MHz的ACLR， 都要求至少-40 dBc，. h9 f. Q4 R+ ^9 R4 V6 j
' G5 Q! x' S) C7 D9 z0 z1 l
' X4 c0 X* ?; R) n; s2 l! O
# n, X1 ]* T2 m) }" h
亦即表示PAinput的ACLR 至少要小于-50 dBc (由于DA的输出功率 远小于PA输出功率 因此ACLR也会来得较低 再次证明ACLR与输出功率有关) * [) w/ L6 V9 k) Z
: e% r0 M+ G/ Z" Q) M) j6 J
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5. LO Leakage跟DA产生的2倍谐波，有可能会在PA内部，产生IMD3 进而使ACLR劣化。 % m9 F/ D# f% \% e K2 x+ C
6 @. ?! q* W i
所以若在PA前端，先用SAW Filter把2倍谐波砍掉， 可降低其IMD3 进一步改善ACLR。
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而若滤波器的陡峭度越好，则越能抑制带外噪声， 因此理论上，使用BAW的ACLR，会比使用SAW来得好。
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$ R6 A, ]' r/ D& i
( |/ W! [+ }1 T2 I$ P而FBAR的带外噪声抑制能力 又会比BAW来得好 / T: J( I d9 C: ~1 [& m; s# v
) Q3 ~" |5 j) P1 o4 L' P
: ]) [2 i6 b3 T% X7 T1 j
当然，有些平台，在PA前端，是没加SAW Filter的。. X% M! z4 x+ n
而拿掉SAW Filter之后，其ACLR也不会比较差。 1 k4 `& L A; L7 v9 ?
/ c/ z) M5 O% y: v& u5 b; Q
6 {( o" r: j2 o! w* \
这是为什么呢? 其实由以上分析可以知道，
+ d3 v F: n, k, T PA前端的SAW Filter，之所以能改善ACLR， 主要原因是抑制Transceiver所产生的Outband Noise(包含谐波)。$ p0 h# B! ]; D3 M
换言之，倘若Transceiver的线性度够好，所产生的Outband Noise很小， 其实PA前端是可以不用加SAW Filter的， ; Q5 l) D+ S" J4 F8 m f+ H) F
, N1 F; L4 j9 m, y3 u# V
, S) t5 M( U' p1 _- {! G) w% W$ P& L, T% N! U6 W; Y2 B, k' {7 \
( }' N: R7 X& f! S* F, }
y/ s: S% Z- g5 X4 P
- c+ {5 A1 e% z' k
但要注意 虽然PA前端的SAW Filter可抑制带外噪声，改善ACLR， 但若其PA输入端SAW Filter的Insertion Loss过大 意味着DA需打出更大的输出功率 以符合PA的输入范围 (若低于下限 则无法驱动PA) 如下式 : $ Y0 [0 E4 W" t% L* l
7 o0 _/ j# ~ f/ {5 _8 e& d# p
而不管是PA, 还是DA, 若输出功率越大，则ACLR越差， 如下图 :
1 o/ Z9 x# W, Y7 K
5 _! ]% u2 u. Q8 m若DA输出功率大 使得PA输入端的ACLR差 那么PA输出的ACLR 肯定只会更差 当然 若用FBAR 既可抑制带外噪声 Insertion Loss又小 是个风险低的方案 但成本不低 3 Y0 N [% |" m/ \
3 B! Y6 e& y+ E
; t: L0 n0 Y$ C
6. 由下图可知 Vcc越小 其ACLR越差
U- f* E4 [( S4 T, N/ S
( L4 R P s7 D8 [+ ] _& j
6 o2 J& |- X4 ^9 @& B; c这是因为 放大器在闸极与汲极之间，会存在一个既有的寄生电容，又称为米勒电容， 即Cgd, 如下图 :
+ d0 g% r8 i% ?5 ~( H
1 R8 ?! d9 [2 E u6 U+ i
t: n; e/ X8 Q1 U O$ ^- M: L% W4 G3 |9 @* M2 o
6 P5 X" @; o4 O h
4 X2 U5 ?7 { ]4 M而当电压极低时，其Cgd会变大。 * P4 q+ U; r- e# ^1 ^5 `6 ]
$ S0 Y& |0 d- D
上式是Cgd的容抗，当Cgd变大时，则容抗会变小，
7 K% t! \, K5 F7 \, N9 C因此部分输入讯号，( \ t( j# A7 d$ ~& [1 U0 a
会直接透过Cgd，由闸极穿透到汲极，即上图中的Feedthrough现象，导致输出讯号有严重的失真% Q1 j/ o8 D7 x4 J6 z: `& H
简单讲 低压会让PA线性度变差7 [. S2 f" W& t
因此若Vcc走线太长或太细 会有IR Drop 使得真正灌入PA的Vcc变小" d6 L5 E' u0 n# B: H
那么ACLR就会差
7 n) t* x* J+ ^2 [$ e2 j9 ^当然 除了PA电源 收发器的电源也很重要% n' o) a) h$ L) |/ V
否则若DA的电源因IR Drop而变小 使得PA输入端的ACLR变差
/ u3 Q- ?3 j0 z& A9 Z" R那PA输出端的ACLR 只会更差( V1 K2 O; c1 ~+ @0 l
# s$ k. b& J( s
# f# B c2 g+ }; q. S4 j( R& T5 V4 N, U) @: `' j2 u
* u* W6 s5 M' w8 A0 U: K' R, C+ i
+ x. d, P. j# J, y) x4 c5 T
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1 V) A2 \0 J/ s. o7 c" k
1 F3 S2 K1 e- v! }7 s% w( o8 D" I6 B( R% l S/ y
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7. 在校正时 常会利用所谓的预失真 来提升线性度
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$ V2 g2 w: m0 M' W* U
而由下图可知 做完预失真后 其ACLR明显改善许多 (因为提升了PA的线性度)( c- N! c* M, Z6 D
+ S0 ]4 I+ g2 W
' A+ s o$ _: G( }8 R1 q
7 |2 W' H, u5 o1 p& q
因此当ACLR差时 不仿先重新校正一下
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1 T8 [ `+ r. i# w& D2 s9 L 4 J3 W4 J, p! k, C& `3 N* h: |( k( t G
* f( _, | L, G( |: T3 c! [0 T7 N( E K* B4 A# L2 J" J- J, v* C
1 n% q4 L* W V' T2 E
' X% V9 a. Z' `9 O% t; B8. 一般而言 PA电源 是来自DC-DC Converter 其功率电感与Decoupling电容关系如下 :
% m( h( @- S) I9 M
6 |+ m4 S0 p) m9 X
9 P8 F2 G# z+ `+ x4 ]
由于DC-DC Converter的SwitchingNoise 会与RF主频产生IMD2 座落在主频两侧 * Z! ^2 M5 U* s0 w- J
. \9 m; L$ W7 P7 e+ x
% U4 a! N) j/ [6 G虽然IMD2的频率点 只会落在主频左右两旁1MHz之处 理论上不会影响正负5MHz的ACLR 但因为一般而言 DC-DC Converter的Switching Noise 其带宽都很宽 大概10MHz 因此上述IMD2的带宽 分别为5MHz与15MHz (WCDMA主频频宽为5 MHz) 换言之 上述的IMD2 是很宽带的Noise 故会影响左右两旁正负5MHz的ACLR - B5 M$ e& p) n6 v7 A9 w
9 L; v, G2 i* ~- j G* z
# D9 h; i. T: p& K- N' y
因此 如果能有效抑制DC-DC Converter的Switching Noise 便可抑制其IMD2,进一步改善ACLR 故可利用磁珠或电感 来抑制DC-DC Converter的Switching Noise 如下图 :
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3 p' } [1 U! c4 n, e# ?: [
3 f% ]8 y1 M. |
我们作以下6个实验 ( a1 c, d4 y$ C' N" X
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: m6 T" C- r- k3 W3 Y
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5 v; R4 ^5 |/ H. s# X
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4 s! u" K$ p8 ?1 i
9 ^) s2 r: U8 Q3 P
就假设DC-DCSwitching Noise为1MHz 我们可以看到 在Case2, Case3, Case4 其1MHz的InsertionLoss都变大 这表示在DC-DC与PA的稳压电容之间 插入电感或磁珠 对于Switching Noise 确实有抑制作用 而由下图可知 其WCDMA的ACLR 也跟着改善 由于Case3的InsertionLoss最大 因此Case 3的ACLR也确实改善最大 7 L1 G/ v6 J0 _$ @5 p& a( M
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}3 f2 `4 @2 I6 H: ^4 M1 P. U) J4 K" N0 m6 ?7 y8 v) r
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9. 承第8点 DC-DCConverter的稳压电容 与PA的稳压电容 绝不可共地 因为该共地 对DC-DC Switching Noise而言 是低阻抗路径 若共地 则DC-DC Switching Noise 会避开磁珠或电感 直接灌入PA 产生IMD2 导致ACLR劣化 换言之 共地会使第8点的磁珠或电感 完全无抑制作用- b$ n2 x* Q3 C1 U: J
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而功率电感, 磁珠或电感的内阻 也不宜过大 否则会产生IR Drop 使PA线性度下降 ACLR劣化 5 U' z i8 a+ `
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U( l E/ x: `6 o, J+ v$ C% D: C7 O/ t3 \# X h5 J/ i
因此总结一下 ACLR劣化时 可以注意的8个方向
! N9 Y" o' w3 n% J0 b' J. d* v1. PA输出功率 2. PA Load-pull 3. PA Post Loss 4. PA的输入阻抗 5. PA输入端的SAW Filter 6. Vcc的IR Drop 7. 校正 8. DC-DC converter Switching Noise
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